訊號轉換能力再升級　電容式感測技術放異彩

電容式感測挑戰漸升  

要感測10～100pF的電容變化並不困難。要感測出10.0與10.5pF之間的電容變化雖非易事，但也不會造成嚴重的挑戰。然而，要感測從10.00～10.05pF的電容變化，所面臨的挑戰就相當高。尤其在環境條件不斷改變、系統層級的電磁干擾以及量測控制電路變異的情況下，若再考量功耗、反應時間以及可用性等問題，挑戰就更顯嚴苛。  

電容式感測應用的量測元件是指導電材料區域的感測器墊片與周圍導電材料之間的電容器，通常是一個有一定密度與距離的接地填充層。感測器的電容值計算公式如下：

其中A是整個感測器與相關路由的完整區域，d是感測器/路由與周圍導體之間的距離。當手指等導電物體移至感測器附近時，它們會改變電容式感測器的電場線，並改變控制電路所量測到的電容值。  

電荷轉移搭配電閘電容進行感測　可獲得較高訊噪比  

電荷轉移是一種電容式感測類別，運用電荷放大與過濾的方法，來量測一個感測器周圍的所有電荷。產生的波型經由參考時序與過濾的平均值，再轉換成一個具代表性的電容值。  

不過，電荷轉移並不是電容式感測的專屬名詞，它指的是電荷透過一連串的電閘轉移至另一處，近期當紅的微機電系統(MEMS)也使用相同的技巧進行量測。  

電容式感測中的電荷轉移，使用一個電閘電容器網路把電荷儲存在至一個積分電容器，系統再量測出積分電容的電動勢，和參考電壓進行比對，或利用一個類比數位轉換器(ADC)來讀取。  

在前兩個非重疊階段，感測電容器連結至電壓源，並將電荷累積至感測電容器。在第二階段，儲存在感測電容器內的電荷被釋放至較大的積分電容器。這個程序會重複數次，進而提高積分電容器的電壓。之後，每個階段轉移至積分電容的電荷量以指數比率快速減少。感測電路的結構其實很簡單，可讓積分電容器的電壓和固定式參考電壓作比較。  

達到參考電壓時，系統會量測達到此電壓的時間或轉換步驟的次數(圖1)。輸出結果和感測電容器的尺寸成反比，感測電容器的電荷越大，積分電路就越快，且只需較少的切換步驟就能達到臨界電壓。

圖1　電壓與時間關係圖

另一種方法，是以一個ADC來取代比較器。在這項結構中，從感測電容器傳出的電荷，會經過先前所述的步驟周期，送至積分電容器。在完成這些步驟周期後，再量測積分電容器的電壓，ADC的輸出值會和感測電容器的尺寸成一定的比例。  

這種感測方法相當強固，且其訊噪比相對來說比較高，但在現有的電容式感測IC中建置電荷轉移器，仍會衍生許多缺點。現今市面上大多數電容式感測元件並不包含多工電路，缺少這類電路意謂需要額外的接腳、電阻器和電容器來支援感測功能，以及針對每個感測器元件來調校靈敏度，且參考電壓必須配合電阻器等外部元件來產生。此外，現有的電荷轉移元件需要高品質的專屬電壓調節器，以確保輸出無雜訊的電壓，讓電閘電容器能在無雜訊且無錯誤的環境下運作。  

利用Sigma-Delta調變實現電容感測　有助降低EMI  

Sigma-Delta調變也使用一個電閘電容器網路來對大型匯流排調整電容器(Bus-modification Capacitor)進行充電。然而，在這個拓撲中，外部電容器不會從一個初始電壓充電到參考電壓。外部電容器的電壓反而會進行調變，並配合充電與放電步驟的參考電壓。根據比較器的位元流密度，來比較這些步驟的時間長度。若密度夠高，感測器就會讀出ON的資訊。  

感測電容器作為一個電閘電容與類比輸入端的等效電阻，這個輸入端通常會透過一個內部電路來連結至一個大型外部電容器。當外部電容器的電荷增加時，電壓也會跟著提高。這個電壓也是比較器其中一個輸入值。當比較器的輸入值達到臨界電壓時，一個放電電路如接地的電阻器就會連結，外部電容器的電荷就會釋出，其速度取決於電容器的起始電壓以及泄放電阻值。當外部電容器的電壓下降時，會再度超過臨界電壓，接地電阻器就會切斷連結。外部電容器的電壓再次提高，整個程序就會再重複(圖2)。

圖2　CSD模塊圖表

而一般外部電容器的充電/放電周期可以比較器輸出端的位元流呈現，這個位元流是ANDed，含有一個脈衝寬度調變器，搭配一個計時器。計時器的輸出端是用來處理電容變化，並判斷感測器的啟用狀態。  

Sigma-Delta調變感測方法的一項附加利益，是電閘電容器網路的偽隨機控制機制。偽隨機序列產生器(PRS)--而不是一個固定頻率的時脈--可用來為電閘電容器網路提供時脈；如此一來，減少了電容式感測電路的電磁干擾與電磁輻射，尤其適合支援汽車、家電產品以及工業應用等。PRS會增加掃描獨立式感測器所需的時間，限制其在高速應用的實用性。  

為了改善量測電路的抗雜訊能力，外部匯流排調整電容器的尺寸可適當調整。事實上，在某些情況下，並不需要外部電容器，但若匯流排電容夠低，輸入的阻抗又夠高，電路就可能面臨電磁干擾影響正常運作的情況。雖然較大的電容值能改善覆蓋雜訊效能，卻也會限制靈敏度或讓掃描時間過長，以致外部電容器的尺寸過大。  

連續近似法感測設計　可精簡外部元件  

運用連續近似法以及一個單斜率ADC的電容式感測元件，採用和先前所述的兩種感測方法相類似的電閘電容器網路。一個電流DAC(iDAC)搭配外部電容器連結至匯流排，電閘電容器網路連結至外部電容器與比較器輸入端，並進行充電至臨界電壓。對外部電容器充電至臨界電壓所需的時間進行量測，並將其結果與儲存值進行比對，以研判感測器的啟動狀態與層級(圖3)。

圖3　比較器的輸入/輸出波型

當電閘電容的等效電阻對外部電容器放電至接地時，連續近似法是用來研判正確的iDAC值，以維持外部電容器的電壓(圖4)。這個數值會被儲存，並用作為對單斜率ADC充電的參考。電閘電容器電路作為第一階段對匯流排充電的iDAC，其結果就是單斜率ADC的起始電壓取決於電閘電容器電路中感測電容器的尺寸。

圖4　CSA模塊圖表

電閘電容器之後切斷與匯流排的連結，而外部電容器第二階段從V_start進行充電。較低的起始電壓會產生較長的充電時間，因為iDAC的相同電流輸送至外部電容器時，同時提高了電壓(圖5)。

圖5　充電圖

外部電容器的電壓之後透過一個低通濾波器而降低，並與電容器網路串接，連結至比較器的輸入端。控制電路利用這段時間處理資料，並根據電容輸入值來做決策。  

在第三階段，則針對單次掃描至儲存值的次數進行計算，若變更幅度夠大，則可啟動感測器。  

連續近似感測方法能以最少數量的外部元件，建構出可用的電路；大多數應用採取單一電容，不一定和應用需求有直接關聯。匯流排的內部電容，和比較器、iDAC及感測電容器相連結，可能足以達到所需的抗雜訊能力。  

此外，連續近似感測法不會受到電源暫態效應所影響，因為電閘電容器是一個等效接地電阻器， iDAC卻是來自於內部參考源，而不是直接以V_DD連結，用來建置連續近似法的元件，而受到外部電容式感測功能的限制。因此，它們雖以針對電容式感測進行最佳化，但也只能執行一些像是LED控制等的基本數位功能。連續近似法現已普及至更多通用型元件，以及搭載更多程式記憶體、類比與數位功能與更高I/O數的元件。  

導入補償機制 提升感測效能  

任何電容式感測方案建置都必須解決系統層級變數，以及因溫度、溼度、靜電放電(ESD)與其他因素所產生的干擾問題，均須納入考量範圍。像是溫度與溼度等因素的改變，對於系統逐漸產生效應，且必須持續追蹤，以確保溫度與系統電容的改變對控制電路效能的影響。由於材料會隨著溫度的上升而膨脹，電容計算公式中的A與d都會增加。此外，感測覆蓋與基板的介電常數都會隨著溫度而改變。如先前所述，這類改變是逐漸的，在許多狀況下，系統溫度要經過數分鐘才會改變一度。在上述的所有感測方法中，數分鐘等於經過數千次的掃描，這讓控制電路能在極短時間內做出反應，而使用者或主控制器察覺不出來。  

像是靜電放電等事件，會對電容式感測系統產生較大的影響，但時間卻相當短暫。若妥善設計元件硬體，並經過專門設計用來辨識靜電放電這種特殊且重複事件之偵測演算法，這些影響可在幾次掃描後就會消失且可被忽略。  

近期業界問世的可程式系統單晶片(PSoC)等元件，讓研發業者能控制大多數的補償參數，在系統因應環境變遷，以及產品可用性需求間，取得理想的平衡點。  

電容式感測技術持續演進，以上介紹的感測方法還有非常大的發展空間。許多新的設計理念不斷地被進行測試，而研發業者亦致力降低功耗、提高靈敏度、縮短掃描時間，以應付日趨嚴苛的環境。  

(本文作者為賽普拉斯半導體資深產品經理)