量測電路網路的雜訊特性是為了將接收系統內部產生的雜訊所造成的問題減到最小。雜訊會使微弱訊號變得模糊不清。克服雜訊的方法之一是使微弱訊號變強一些，這一點可藉由增強接收方向的傳輸訊號強度，或是增加接收天線攔截到的訊號功率量，例如，增加接收天線的孔徑來達成。提高天線的增益通常意味著需要較大的天線，而提高傳輸功率最終還是會受到政府法規、工程考量或經濟因素的限制。另一種方法則是將產生自接收元件內部的雜訊降到最低，而雜訊量測是確保額外增加的雜訊能減到最少的關鍵。
大部分雜訊指數量測的基礎取決於線性雙埠元件的基本特性－雜訊線性度。元件的輸出雜訊功率與輸入雜訊功率或溫度成一線性關係，如所示。如果這項特性曲線的斜率及基準點是已知的，則可求得對應於無雜訊輸入功率的輸出雜訊功率Na。雜訊指數或有效輸入雜訊溫度可由Na計算得知。因為線性的需要，任何自動增益控制(AGC)線路都必須在雜訊指數量測前予以關掉。
決定雜訊線性度斜率的方法之一是使用兩種不同位準的輸入雜訊，然後量測輸出功率的變化。雜訊源是一種可提供兩種已知位準雜訊的裝置。最常見的雜訊源包括特殊的低電容二極體，當以固定電流將二極體逆向偏壓於崩潰狀況時，便會產生雜訊。精密的雜訊源如Agilent 346系列，具有輸出衰減器，可用以提供較低的SWR，使因匹配不良所造成的量測誤差降到最低。如果開與關兩種阻抗狀況有所差異，就會產生雜訊指數量測的誤差。346A雜訊源具有較大的衰減量，可將這樣的效應降至最低。將二極體偏壓時，因產生自二極體內部的崩潰雜訊之故，使得輸出雜訊功率會大於kTcB ；於非偏壓狀態，其輸出會是產生自衰減器內部的熱雜訊kTcB。有時這兩種位準被稱為Th及Tc，對應於「hot」及「cold」兩種狀態。346B於開啟時產生大約相當於10,000K溫度的雜訊，關的時候大約290K。
為了量測雜訊指數，雜訊源必須具有校正過的輸出雜訊。剩餘雜訊功率比(Excess Noise Ratio, ENR)通常會標示在標籤上，或在提供的磁片上註明。以dB值表示的ENRdB代表在Th及Tc，除以290K後，兩種狀態的功率差異。也就是說0 dB的ENR雜訊源在開啟與關閉兩個狀態時，會產生290K的溫度變化。ENR並非相對於kTB的「開啟」狀態雜訊，這一點經常被誤認。
經過校正，上面等式的Tc假設為290K。當雜訊源用於不同的實體溫度時，使用者必須修正雜訊指數量測。
在許多雜訊指數的計算中，會使用到ENR的線性形式。
雜訊源可以透過標準雜訊源(校正達國家標準實驗室的最高標準)或實際校正規範，如熱/冷負載，來進行校正。多數的雜訊源都會附上ENR對頻率響應的變化表。熱和冷負載會用在某些特殊的狀況下，作為雜訊源。在理想狀況下，為了量測的精確度，這兩種負載必須於常溫下保存。一種方法是將其中一個浸在溫度為 77K的液態氮內，而另一個置於室溫環境或放在一個溫度控制的烤箱內。比起二極體雜訊源以及在不同的溫度負載間切換所引起的主要SWR變化，其微小的溫度差異通常使這種方法僅限於校正實驗室和毫米波使用者採用。
嵌入波導管結構的氣體放電管會由於電漿的動能而產生雜訊。傳統上它們是用來作為毫米波段的雜訊源。基本上，在50 GHz以下的頻率，它們已經被固態的雜訊二極體所取代了。雜訊二極體在使用上較簡單而且通常也較穩定。雖然雜訊二極體通常是同軸結構的裝置，但是可以用整體化且精準的波導接頭來提供波導管式的輸出。
Y因數法不論是以人工的方式或在雜訊指數分析儀內部自動執行，都是大多數雜訊指數量測的基礎。使用雜訊源，這樣的方式可決定待測物內的雜訊大小，以及雜訊指數和輸入雜訊溫度。
將一雜訊源連接到待測物，即可量測對應於雜訊源開啟及關閉狀態(N2及N1)的輸出功率。這兩種輸出功率的比值稱為Y因數。用來執行這種量測的功率檢測器可以是功率錶、頻譜分析儀、或是內建於雜訊指數計及分析儀的特殊功率檢測器。相對的位準準確度是很重要的。現今雜訊指數分析儀的優點之一是內建的功率檢測器非常線性，並且能夠精準地量測位準變化。量測裝置的絕對功率位準準確度並不重要，因為所量測的是一個比值。
有時這種比值是以dB來表示，如此一來：
Y因數和ENR均可用來找尋如所描繪之待測物的雜訊斜率。
由於雜訊源校正過的ENR代表輸入雜訊的參考位準，因此可導出待測物內部雜訊Na的方程式。在現代化的雜訊指數分析儀/計中，藉由調變開啟及關閉兩種狀態之間的雜訊源，以及應用內建的計算功能，即可自動算出這個值。由此，我們即可導出一個非常簡單的雜訊因數表示式。
所得到的雜訊因數就是整體「系統雜訊因數」Fsys。系統雜訊因數包括來自系統各構件的雜訊。在此情況下，產生自量測儀器的雜訊已經包括在第二級的效應內。如果待測物的增益很大(G1>F2)，第二級所貢獻的雜訊比重就很少。如果第二級的雜訊指數和待測物的增益是已知的，則第二級的貢獻可自雜訊指數的計算中移除，請注意，求Fsys時並不需要元件的增益。當雜訊指數遠高於ENR時，元件的雜訊會把雜訊源的輸出給掩蓋掉。在此情況下，Y因數會非常接近於1，進行低比值的精確量測會很困難。通常，當雜訊指數高於雜訊源ENR 10 dB以上時，就不會用Y因數法，視量測儀器而定。
在雜訊源溫度是冷溫Tc而非290K參考溫度To時，這等式需針對狀況加以修正。
此一常用的等式假設Th不受Tc變化的影響，一如熱和冷負載的情況。使用固態雜訊源時，Th就有可能受到Tc變化的影響。由於實際的雜訊源是置於溫度Tc 的環境中，當雜訊源於開啟和關閉狀態時，因Tc的關係，內建衰減器的雜訊會被加入這兩種雜訊輸出中。此時，最好假設開關之間雜訊溫度的變化是恆定的(Th -Tc)。當Th低於十倍Tc時，對低ENR的雜訊源而言，這樣的區分是很重要的。另一種可用來修正這種情況的等式為
在雜訊源開始使用以前，這種方法很普遍。對Y因數非常小且難以精確量測的高雜訊指數元件而言，仍然很有用處。首先，元件輸入端係以溫度大約290K的負載來連接，再量測輸出功率。然後接上訊號產生器，以提供量測頻寬內的訊號。調整訊號產生器的輸出功率，使元件輸出較先前的情況多出3 dB。如果訊號產生器的輸出功率大小及量測頻寬是已知的，則可計算出雜訊因數，毋需知道待測物的增益。
然而有一些因素會限制此種方法的準確性。功率量測裝置的雜訊頻寬必須是已知量，也許需要一部網路分析儀。雜訊頻寬B是一個計算出來的等效頻寬，具有方正平坦的頻譜特性，其增益頻寬乘積和實際的濾波器頻譜特性一樣。輸出功率必須在量測真實功率的裝置上來量測，因為我們所看到的是雜訊及連續波混在一起的訊號。以熱為主的功率錶可以很精確地量測真實功率，但可能需要相當的放大量以讀取低雜訊位準，並且需要固定頻寬的濾波器。頻譜分析儀具有很好的靈敏度以及定義明確的頻寬，但是對於連續波及雜訊，檢測器的反應可能會有所差異。由於所量測的是比值，因此功率檢測器的絕對位準精確度不需太高。
對於雜訊指數高的元件而言，這種方法也很有用。元件輸入端係以溫度大約290K的負載來連接，再量測輸出功率。如果元件的增益和量測系統的雜訊頻寬是已知的，其雜訊因數即可決定。
使用這樣的方法，雜訊頻寬B也必須是已知量，功率量測裝置也要非常靈敏。與訊號產生器雙倍功率法不同的是，待測物的增益必須是已知量，而且功率檢測器的絕對位準必須具有相當的準確性。
前述的量測方法是用來量測整體的雜訊因數Fsys，包括量測系統的雜訊因數。通常，待測物的雜訊指數才是我們需要的。從串接雜訊指數等式可以看出，如果待測物的增益很大，量測系統所造成的影響就很小。高增益之待測物的雜訊指數可直接用先前討論的方式來量測。當量測低增益的待測物，或需要最高精確度的量測時，如果我們知道待測物的增益以及系統的雜訊指數的話，就必須加以修正。
待測物的增益和量測系統的雜訊指數F2可利用額外的雜訊源量測來決定其值。這樣的步驟稱為系統校正。使用雜訊指數分析儀時，通常會在接上待測物之前，執行這樣的校正，以便讓所有後續的量測都可利用此修正結果，並且顯示出修正過的雜訊指數。求得增益及修正過之雜訊指數所需的計算會於儀器內自動執行。
當用其它的儀器做人工量測時，可用以下的方法執行雜訊指數的校正量測：
1. 將雜訊源直接連到量測系統，然後量測對應於雜訊源開與關狀態的雜訊功率位準，分別為N2和N1。接著可使用Y因數法，用這兩個位準來計算量測系統的雜訊因數F2。
2. 將待測物插入系統中。在雜訊源開與關時量測N2和N1。用這些值可計算待測物的增益。
增益通常以dB來表示：
Gdb = 10 log G
3. 整體的系統雜訊因數Fsys可應用Y因數法於所量測到的N2和N1來計算得之。
4. 待測物雜訊因數F1可用等式(3-11)計算出來。待測物的雜訊指數為10 log F1。
雜訊可視為一連串的隨機事件，在此則為電子脈衝。任何雜訊量測的目的都是為了求出元件輸出端的平均雜訊功率位準。這些功率經過適當的修正後，可用來計算元件真正的雜訊指數。理論上，需要無限長的時間來求得真實的平均雜訊功率位準。實際上，則是在經過幾個有限時段後，將各個結果拿來一起平均。測得的平均值與實際的平均值之間的誤差會不斷變動，並產生可重覆性(repeatability)的誤差。
對於微小的變化，其偏移量與1/√(t) 成正比，因此較長的平均時間會產生較佳的平均值，因為愈多事件的平均會愈接近真實的平均值。這些變化也與1/√(B)成正比。較大的量測頻寬會產生較好的平均值，因為在單位時間內會有較多的雜訊事件，如此一來，平均計算所包含的事件就愈多。通常雜訊指數應該以儘可能寬的頻寬來量測，但是不能高於待測物的頻寬。
接收器和混波器之類的轉頻器通常是設計來將RF頻段轉換到IF頻段。雖然本文討論的雜訊指數關係適用轉頻器及非轉頻器，但這些元件還是有一些額外的特性會影響到雜訊指數的量測。除了待測物本身是轉頻器外，有時雜訊量測系統也會藉由混波的方法來延伸量測頻率的範圍。
伴隨著放大器的通常是增益，而被動混波器的則是損耗。所有雜訊指數的等式仍適用，只是所使用的線性增益值會小於1。應用串接雜訊等式，我們可以看出其中一個意涵，即第二級所貢獻的雜訊會是主要的因素。另一個則是被動混波器，如果使用Y因數技術來量測，由於它的雜訊指數很高，因此Y值會較小。如此一來會增加量測上的不準度。高ENR的雜訊源可用來提供較高的Y值。
接收器與混波器皆有本地振盪器(LO)會提供雜訊。這種雜訊在混波器內會轉換到IF頻段，而且成為系統雜訊指數增加的另一個來源。此效應的變化程度很大，端視混波器的型式及LO訊號內夾雜了多少雜訊而定。在混波器的LO埠加上一個帶通濾波器，有可能可以消除某固定頻率上的這種雜訊。濾波器濾掉fLO± fIF、fIF及frf上的雜訊而讓fLO通過，通常可以消除這樣的雜訊。如果LO雜訊位準非常高，也可能會有更高級數的雜訊轉換會產生雜訊。低通濾波器可以用來防止在LO諧波頻率上發生的雜訊轉換。
殘餘的LO訊號可能會出現在混波器或轉換器的輸出(IF)。這種訊號的存在通常與待測物的雜訊性能無關，並且在有計劃的應用上是可以接受的。進行雜訊指數量測時，此LO訊號可能會使雜訊量測儀器過載，甚或造成其它增生的混合乘積訊號。當量測系統內有寬頻放大器或其它無濾波線路作為它的輸入時，就很可能會變成一個大問題。通常可以外加一個濾波器於儀器的輸入以濾掉LO而讓IF通過。
有時候我們所工作的RF頻段並不是唯一會轉換到IF的頻段。這些不需要的頻帶轉換包括相位響應(fLO + fIF或fLO - fIF，視轉換器而定)、諧波響應(2fLO±fIF、3fLO±fIF等等)、假性響應(spurious response)、以及IF饋送響應。通常，特別是在接收器內，由於內部的濾波機制，這些響應可忽略不計。至於許多其它的元件，特別是混波器，則可能會出現一種或多種的響應，而且會將多餘的雜訊轉到IF頻段。
具兩種主要響應(fLO + fIF及fLO - fIF)的混波器常被稱為雙旁波帶(DSB)混波器。fLO + fIF稱為上旁波帶(USB)。fLO - fIF稱為下旁波帶(LSB)。它們會將這兩個頻段的雜訊轉到IF頻段。當這樣的混波器是雜訊量測系統的一部份時，除非經過修正，通常是+3 dB，否則第二種響應會造成雜訊指數量測上的誤差。理想上，會在RF埠使用濾波來消除第二種效應，以進行單旁波帶(SSB)量測。
當待測物為雙旁波帶混波器時，量測雜訊指數時我們就有所選擇。通常使用者想要量測的是等效SSB雜訊指數。在沒有LO雜訊的被動式混波器中，等效SSB雜訊指數通常很接近連續波訊號的轉換損耗量測結果。有兩種方式可以進行這樣的量測：輸入端加上濾波器，或者用+3 dB的修正值。如果要做精確的量測，使用這些方法就必須有些考量。輸入端濾波器會增加損耗，需加以修正，而+3 dB的修正值則是假設USB及LSB的響應相同。
接收器內的轉換器，如幅射計(radiometer)及幅射感測器的設計通常會利用兩種主要的響應，在此情況下，最好知道雙旁波帶的雜訊指數。這樣一來，就不需於輸入端加上濾波器，也不需作修正了。最終的雜訊指數會以DSB的形式出現。
雜訊指數分析儀代表傳統雜訊指數計的最新發展。基本型式的雜訊指數計包含具備精確功率檢測器的接收器，以及啟動雜訊源的電路(通常以+28V來調變)。它提供ENR輸入，並且可顯示對應於所調頻率的雜訊指數值。雜訊指數計的內部係使用Y因數法來計算雜訊指數。
雜訊指數分析儀除了提供雜訊指數計的功能外，也具有雜訊指數及增益的掃頻式顯示，以及相關的特性，如標記和限制線。
頻譜分析儀常用來量測雜訊指數，因為許多RF及微波產品的生產設施中早已配備這種儀器進行各種測試工作了。透過軟體和一個控制器，即可用它們來量測雜訊指數。使用訊號產生器或直接功率量測法，頻譜分析儀對量測高雜訊指數的元件也特別有用。它具備的各種解析頻寬可量測窄頻元件。
以頻譜分析儀為主的雜訊指數分析儀的好處之一是具有多樣化的功能。例如，可對放大器進行波形失真測試。也能找出旁生或雜散訊號，然後在訊號不會干擾到雜訊量測的頻率上，量測元件的雜訊指數。
頻譜分析儀通常需要增加低雜訊的前級放大器以改善靈敏度。使用者必須注意不要讓寬頻雜訊或旁生訊號使系統超載了。雜訊指數分析儀以韌體為主的量測運算法則比頻譜分析儀的外接軟體控制來得快速，並且以頻譜分析儀為主的檢波器精確度也比不上專門的雜訊指數分析儀/計。
和頻譜分析儀一樣，網路分析儀也是常見的工業用多用途量測儀器。除了原先的網路量測任務外，也可以提供雜訊指數量測。好處之一是可以提供元件相關的其它量測，如增益和匹配。由於網路上的量測通常是用相同的內建接收架構，因此用於雜訊指數量測時就會有一些性能上的限制。接收器常常是雙旁波帶式的架構，也就是雜訊指數實際上在兩個頻率量測，而且要用到內部修正。當量測頻率很寬時，如果元件的雜訊指數或增益於此頻段不是常數，便會造成誤差。當以窄的量測頻寬來量測窄頻元件時，上與下旁波帶之間沒有用到的頻譜對於量測不僅沒有用處，而且還需要較長的量測時間以減少顫動。
網路分析儀具備量測元件S參數的能力。藉由提供不匹配修正，S參數可減低雜訊指數量測的不確定因素。理論上，這樣的不匹配修正可提供元件更精準的增益量測，使第二級所貢獻的雜訊可以更精確地刪除。不幸的是，不匹配也會影響第二級所產生的雜訊，若對元件的雜訊參數一無所知的話，根本無法修正。當雜訊源及待測物輸入之間的阻抗不匹配時，相同的情況也會出現於元件的輸入端。
網路分析儀本身並不提供量測雜訊參數的功能。要量測雜訊參數，除了網路分析儀外，通常還要一具調諧器(tuner)及相對應的軟體。整個量測系統會變得複雜而且昂貴。網路分析儀的誤差修正主要是有利於增益量測。
雜訊參數測試儀器通常會搭配軟體、向量網路分析儀及雜訊分析儀使用，以執行一連串的測試來決定元件的雜訊參數。接著雜訊參數可用來計算元件最小的雜訊指數、最佳訊號源阻抗、以及訊號源阻抗對雜訊指數的影響。此測試儀器上有一可調式的調諧器，以提供待測物不同的訊號源阻抗。內部網路則提供欲測試之半導體元件所需的偏壓。
耦合進測試儀器內的雜訊源可在不同的訊號源阻抗情況下，進行雜訊指數量測。相對應的訊號源阻抗可由網路分析儀來量測。從這樣的資料可計算出完整的元件雜訊參數。通常，也會量測元件完整的S參數，以同時決定增益參數。因為牽涉到多種量測，因此元件完整的雜訊參數量測會比傳統的雜訊指數量測慢上許多，但是可提供許多有用的設計參數。
雜訊參數經常可在低雜訊電晶體的資料上看到。雜訊參數通常不是在用於匹配良好之50(或75歐姆)系統的元件及組件上來量，因為訊號源阻抗在應用項目中已有定義。
作為基本的位準量測裝置，功率錶及真RMS伏特計可使用本文的任何方法，加上必要的人工或電腦計算，來量測雜訊指數。由於是寬頻裝置，因此需要濾波器來將其頻寬減到比待測物為窄。這樣的濾波器通常固定於某一頻率，而且只在此頻率上進行量測。功率錶最常用來量測固定中頻(IF)及高增益的接收器雜訊指數。功率錶和伏特計的靈敏度通常很差，但接收器可提供足夠的增益來進行量測。如果在功率錶之前加入額外的增益以提高靈敏度，就必須注意避免溫度漂移及振盪的產生。