活用非互補式主動箝位技術　高效USB PD充電器設計有解

離線返馳式電源供應器需要在變壓器一次側安裝一個箝位電路(有時稱為突波吸收器)，以限制在正常運作期間此切換開關關閉時功率MOSFET上的汲源極間電壓應力。設計這些箝位電路有幾種方法。低成本被動網路是有效的，但必須在每個週期消耗箝位能量，進而降低效率。主動箝位則採用了箝位和電源切換開關的互補式驅動技術，這種改進可以更加節能，但它們對電源供應器的運作模式施加了運作限制(例如沒有CCM操作)。非互補式主動箝位是一種更先進的控制技術，可確保以最具成本效益的方式使用箝位能量，同時避免互補式主動箝位電路造成的設計限制。

本文簡要回顧了返馳式電源供應器中對一次側箝位電路的需求。然後，比較和對比了被動箝位與互補式和非互補式主動箝位解決方案的使用，並介紹了一種能夠使用非互補式箝位解決方案的晶片組和超密集返馳式電源供應器設計。

在返馳式轉換器中，當一次側切換開關關閉時，會從二次側反射電壓(VOR)，並且儲存的能量透過變壓器傳輸到負載(圖1)。VOR被變壓器圈數比放大，並增加了VDC輸入軌對切換裝置施加的電壓應力。在傳統電路中，新增了被動一次側箝位以限制這種電壓劇增狀況。

除了電壓應力(VIN+VOR)外，在關閉情況下，一次側繞組漏電感中儲存的能量還會造成很大的電壓過衝。該箝位限制了這三個元件所引起的電壓過衝，保護了一次側切換開關(圖2)。此外，透過採用這種電路配置，當汲極電壓較高時，電源切換開關會開啟。切換損失與VDS2成正比，因此VDS過高會增加切換開關的開啟損失，從而進一步降低效率。

箝位電容器會吸收漏電感能量，但該能量隨後被箝位電阻器消耗。在實務設計中，每個切換週期都有能量損失，從而限制了切換頻率。切換頻率越低，需要的變壓器越大。因此，使用被動箝位會增加損失並降低切換頻率，這兩者都會造成電源供應器的尺寸更大。主動箝位可用來解決這些限制。

互補式主動箝位

主動箝位用一個切換開關取代RCD箝位中的電阻器，通常是功率MOSFET(圖3)。它不消耗漏電感能量，而是將能量重新回收到變壓器。在互補式主動箝位中，當主MOSFET關閉時，箝位切換開關會開啟，在這些事件之間插入了少量停滯時間。箝位電容器進行充電，就在主MOSFET開啟之前，箝位切換開關將關閉，箝位電容器中的能量再循環到輸出端。因為主MOSFET和主動箝位切換開關以互補方式運作，所以這種主動箝位被稱為互補式驅動設計。

利用複雜的自適應控制技術可以實現零電壓切換，進而實現漏電感和箝位電容器之間的諧振。當箝位切換開關關閉時，漏電感與箝位電容器諧振，以便在開啟之前對功率MOSFET的COSS進行放電，則可實現零電壓切換，但是高輸出電容將導致諧振動作無效(透過增加箝位電容的變壓器動作反射至一次側)。在典型的變壓器中，沒有足夠的洩漏能量來容納這個電容，為了克服這個問題，需要使用雙級LC濾波器來確保較低的一次側電容值並滿足輸出漣波要求。這種互補式主動箝位解決方案是對被動箝位的改進，但仍存在以下限制：

1.需要在輕負載條件下使用突波模式，這會導致更高的輸出漣波。

2.雙級輸出濾波器

3.僅限於臨界導通模式或不連續導通模式(CrM和DCM)；沒有CCM操作會使寬輸出USB PD設計難以實作。

透過非互補式主動箝位提高效能

對於非互補式控制，不是在主MOSFET關閉後立即開啟箝位切換開關，而是在主MOSFET開啟之前短暫開啟箝位切換開關。非互補式控制能夠在連續導通模式以及不連續導通模式(和CrM)下運作，並且仍然能夠實現零電壓切換。這樣一來，能夠設計出具有非常廣泛的輸入電壓範圍和較大輸出電壓範圍的電源供應器，以滿足設計高效率USB PD充電器的需求。對於傳統的控制設計，將非互補式箝位驅動與一次側和同步整流切換同步可能具有挑戰性。採用單一控制器管理所有三台裝置的切換，既大幅簡化了電路，同時確保了穩定運作。

例如使用廠商Power Integrations的Innoswitch 4-CZ/ClampZero晶片組，可以實作非互補式主動箝位控制(圖5)。該裝置在單一InSOP-24D封裝中採用了穩定的PowiGaN 750V切換開關、直接操作主電源切換開關、箝位切換開關和同步MOSFET的二次側控制器，以及內部安全額定控制鏈路FluxLink。而晶片則包括兩個專用於ClampZero主動箝位之非互補式控制的接腳；高壓側驅動(HSD)接腳用於開啟和關閉ClampZero，而V接腳用於測量DC軌電壓。

二次側控制器傳送啟動HSD訊號的指令以開啟ClampZero PowiGaN切換開關，以便在一次側PowiGaN切換開關換向前使漏電感和箝位電容器出現諧振。在關閉ClampZero裝置和開啟主電源切換開關的操作之間有短暫延遲，可以使用HSD接腳上的小尺寸電阻器進行外部可程式化，以協助最佳化時序。

對於連續導通模式，HSD訊號在四分之一的諧振週期內啟動，這是由與箝位電容器一起運作的漏電感引起的。使用這種諧振模式進行寬範圍運作的一個挑戰在於，漏電感通常是一個非常小的值，當該MOSFET兩端的電壓增加時，高線電壓實現零電壓切換所需的能量也會增加，這就是不連續模式控制的作用所在。

對於不連續模式(高線電壓操作)，HSD訊號脈衝寬度變為磁化電感(加上漏電感，儘管與磁化電感相比，漏電感通常是非常小的分量)和箝位電容器值之間的諧振的四分之一。利用V接腳線電壓資訊，可控制不連續模式的啟動。感測到高線電壓條件時，結束ClampZero驅動和開啟主電源切換開關之間的延遲也會增加。這為磁化電感(和漏電感)與箝位電容之間的諧振提供了更多時間，以降低電源切換開關上的電壓。這種操作模式不需要互補式主動箝位電路所需的突波模式，避免了互補式模式電路所經歷的輸出漣波和可聞雜訊更高的風險。

返馳式切換開關晶片保護功率

離線返馳式電源供應器需要一次側箝位電路來保護功率MOSFET。使用被動RCD箝位的成本較低，效能也低。透過使用具有互補式控制設計的主動箝位可以提高效能，但仍然存在一定的限制。使用由InnoSwitch4-CZ IC系列提供的控制架構支援的更複雜的非互補式主動箝位控制，能夠設計輸入電壓範圍非常廣泛且輸出電壓設定點範圍廣泛的高效率和超小型USB PD充電器。透過該晶片組，可使用非互補式控制簡化主動箝位的實作並加快上市速度。

(本文作者為Power Integrations新產品定義總監)