傳統上，RF訊號是藉由一組傳輸線傳送，而其中一條傳輸線與地線連接。此種類型的傳輸線稱之為非平衡式或單端結構...
傳統上，RF訊號是藉由一組傳輸線傳送，而其中一條傳輸線與地線連接。此種類型的傳輸線稱之為非平衡式或單端結構，而一般常用的單端式傳輸線包括同軸線、微帶線與共面線。
RF訊號微帶線，其架構為一條金屬細帶與傳導板，其間由介質作為分隔。傳導板被視為理想椄地，換言之，此平板上任一位置具有相同的電位。
然而事實並不然，許多電路元件以此地線板為參考位準的操作模式，將導致此板上電流的產生。有限的導電率與寄生的電感效應將提高地線板上電位的差異，而這些差異性將會干擾到訊號。
再者，微帶線上的金屬細帶就好比一只天線一樣，容易受到干擾電磁場的影響，而且同樣的，微帶線本身也會成為干擾源而影響到其他傳輸線或元件。
這些問題都可以採用對稱性的平衡式元件來解決相關問題。圖1則為共面架構下所採用平衡式傳輸線的切面圖，顯示出共同平衡式傳輸切面。
訊號是藉由兩條導線間的電壓差來讀取，稱之為差模，在理想架構下是與地線板無關的。然而事實上，大部分的線板皆非常靠近導線，因此除了差模之外，還會有第二種模式產生，稱之為共模。
一組具有地線板的平衡式傳輸線可將之等效為兩條耦合式單端傳輸線架構。由傳輸線理論得知，此兩條耦合線存在兩種獨立的操作模式—奇模(odd)與偶模(even)或差模與共模。圖2顯示一組共面平衡式傳輸線在兩種操作模式下電場、磁場的分布切面圖。
針對於共模架構而言，試想在垂直對稱平面有一磁牆，則在差模架構下為一電牆。
一般來說，這兩種模式下的特性阻抗與傳導係數是不同的，且兩者之間並無固定的關係可表示之，這些參數是根據傳輸線的型態而定。差模下的特性阻抗為Zd，共模下的特性阻抗為Zc。假設對於兩條單端傳輸線，其特性阻抗為Zo，則Zd與Zc可輕易求出。對於差模來說，兩組電壓大小相同，相位反向，如此可視為電壓雙倍而電流不變，因此Zd = 2 Z0。對於共模來說，電流雙倍而電壓不變，因此Zc = Z0 / 2。
一條傳輸線可利用單端模式下之波量(Wave Quantities)及S參數描述之，亦可以差模及共模下的參數表示之，由於後者並非為單一操作模式，所以其S參數稱之為混模(mixed-mode)參數。傳輸線不論以單端還是混模參數描述都是一樣的，而且兩者之間是可相互轉換。
混模參數不僅用來表示傳輸線，也可以用在線性電路的架構中，圖3的濾波器具有一個單端埠(port 1)與一個平衡式埠(port 2)。
其混模矩陣為下列公式1所示：
(詳細請見新通訊51期5月號第40頁)
下標符號xyij，x與y表示s(單端埠)，d(差模)，c(共模)，i與j表示埠的編號。x與i表示負載端的模式與編號，而y與j表示訊號源的模式與編號。當有超過一個單端埠或平衡式埠時，這些參數可區分為9大區域如下列公式2所示：
(詳細請見新通訊51期5月號第40頁)
‧Sssij代表所有單端埠上的反射與入射參數。
‧Sddij代表所有平衡式埠上差模的反射與入射參數。
‧Sccij代表所有平衡式埠上共模的反射與入射參數。
‧Ssdij代表所有自平衡式埠上差模輸入在單端埠輸出的入射參數。
‧Sdsij代表所有自單端埠輸入在平衡式埠上差模輸出的入射參數。
‧Sscij代表所有自平衡式埠上共模輸入在單端埠輸出的入射參數。
‧Scsij代表所有自單端埠輸入在平衡式埠上共模輸出的入射參數。
‧Sdcij代表所有自平衡式埠上共模輸入，在平衡式埠上差模輸出的入射參數。
‧Scdij代表所有自平衡式埠上差模輸入，在平衡式埠上共模輸出的入射參數。
理想的平衡式元件是操作在差模下，而且會排除所有共模訊號。圖4顯示完全平衡式元件與平衡式–單端埠元件的操作模式。對於理想的完全平衡式元件，公式(2)S參數中非對角線區域皆為0，而理想的平衡式–單端式元件，其Ssd與Sds區域的值不為0。由實作觀點來看，設計完整對稱的電路將有較佳的平衡式行為。
針對一些非理想特性來說。圖3的濾波器是在操作頻段內自單端埠1傳送至平衡式埠2讀取差模訊號，而這項特性以參數Sds21表示之。然而由於非理想性將導致Scs21項的產生，也就是由埠1傳入的訊號，部分會轉換成共模訊號由埠2端傳出。負載端將會接收或反射這些共模或差模訊號(圖5)。
在濾波器輸出端產生二次反射後(並且共模訊號經過模式轉換後產生差模訊號)，這些反射訊號將會干擾到傳送的差模訊號而影響濾波器的特性。由此可知，倘若無法將模式轉換的影響降為0，則平衡式元件至少必須設計到對於共模能夠有好的匹配特性。而那些已經轉換成一次共模訊號並且維持共模型式的訊號成分，並不會影響到傳送訊號的特性。然而，卻在埠1端接收到雜訊時，這些訊號會產生EMI。相反地，共模雜訊會被接收並轉成差模訊號而降低SNR比(Signal–to–Noise)。
定義待測物的混模參數時需要量測儀器提供純差模及純共模的輸入，再者，儀器的接收端必須分辨由待測物傳回的差模及共模響應。因此，定義正確的參考平面與平衡式校正程序是很重要的。
商業經濟型網路分析儀並無法達到這些需求，因其測試埠為非平衡式且同一時間僅有一測試埠輸出。這些量測上的限制可藉由使用平衡式–非平衡式轉換器(baluns)來解決。圖6以簡易的巴倫(Baluns)搭配向量網路分析儀來針對雙埠待測物作差模訊號量測。當差模下的特性阻抗為ZD時，巴倫的轉換比nD為(公式3)：
然而，這種量測方式具有以下一些缺點存在：
‧待測物之S參數的定義是以待物平衡式埠為基準面，而校正平面在同軸埠，且量測結果含括待測物與巴倫。假使巴倫的特性並非理想加上額外的一些線長，將會嚴重影響到測量結果。由於平衡式校正標準不易定義，因此直接於平衡式埠作校正程序也不易實行。
‧在使用簡易的4埠巴倫時，共模下的負載阻抗為開路元件，由圖5可知多次反射下將嚴重影響量測的準確性。這種情形可藉由在巴倫與待測物間的纏繞線圈中置放一中央閥連接一共模特性阻抗為Zc的元件至電線來解決(圖6)。
‧無法量測到共模與模式轉換特性。
‧巴倫的頻寬限制在 1GHz左右。
為了測量共模特性，可將共模轉換器加入圖6電路中，如圖7所示。
共模轉換器是連接在差模巴倫的中央閥上，因此，可採用單端式測試埠向量網路分析儀分別量測差模與共模訊號。然而巴倫的非理想性與限制頻寬的缺點依舊無法解決。
如前所提，以單端埠特性描述待測物如同以混模特性描述之，況且對於單端式多埠元件而言，量測儀器、配件、校正與量測技術是容易達到且定義的。
當單端式參數得到後，可藉由模型分解技術(Modal Decomposition Technique)得到混模參數。基本採用以下兩種不同方式:
‧將單端式S參數轉換成單端式Z參數，由於單端式與混模式電壓與電流間為線性關係，可將單端式電壓電流關係式U=ZxI替換為混模式電壓電流，如此可得到混模Z參數，這些Z參數最後再轉換為混模S參數。對於任易參考阻抗的單端埠及平衡式埠而言，此項程序皆可適用。
‧Bockelman及Eisenstadt研究出單端式與混模式S參數間的直接轉換關係，然而關於測試埠的阻抗仍有一些限制，倘若不能符合條件，則必須採用另外的二次正規化方式來解決。