為何要控制手機的輸出功率位準？有幾個很好的理由：防止基地台接收器的交互調變、避免干擾其他手機，以及降低手機耗電量─根據手機與選定基地台之間的距離...
為何要控制手機的輸出功率位準？有幾個很好的理由：防止基地台接收器的交互調變、避免干擾其他手機，以及降低手機耗電量─根據手機與選定基地台之間的距離，使用能夠與該基地台進行可靠通訊所需的最小功率。
本文探討GSM發射器系統，並介紹閉迴路增益控制理論，以及GSM手機發射器中的功率控制電路之實作。有關迴路類型、增益、頻寬和穩定度，以及手機在無線電設計上的特殊考量，也一併做了說明。
3GPP的GSM標準組織，在TS 45.005 Radio Transmi-ssion and Reception中定義了GSM的規格。此文件指定常態輸出功率位準，及GSM行動手機發射器在常態和極端條件下可被接受的容許度(tolerance)。常態條件(normal condi-tions)指的是在室溫和常態供應電壓，而極端條件(extreme conditions)則是指在供應電壓和環境溫度極端時的組合。
在這一代的手機技術中，無線電收發器中的大部份元件所需操作電壓均為2.8V，這是由穩壓器所設定的。不過，PA必須直接連接到電池，因為它需要較高位準的直流電流，以提供必要的輸出功率。GSM技術規格指出，三顆常態3.6V的鎳鎘電池，必須具備-0.36V的較低極端電壓容許度。而在溫度的變化方面，GSM TS將極端條件指定為-20℃到+55℃之間。
常態輸出的功率控制以2dB為單位。Class4 GSM手機行動台的最大輸出功率位準是+33dBm(850/900MHz)，Class1 DCS和PCS的最大功率輸出位準則是+30dBm (1800/1900MHz)。而850/900MHz頻帶的動態功率控制範圍是28dB，1800/1900MHz頻帶則是30dB。表1為GSM手機發射器的功率位準和特性容許度。
在延長電池通話時間的迫切需求下，迫使手機設計工程師讓輸出功率位準盡可能維持在接近常態值。在標準的發射架構中，發射器前端的最小損耗大約是1.5dB，而天線埠則會額外產生0.5dB的不匹配損耗。因此假設PA輸出功率位準必須比系統參考需求高2dB，以補償PA與天線間的損耗。
手機輸出信號的強度，取決於手機與基地台之間的距離，而在某種程度上，也會受到環境情況的影響。信號強度資訊係由基地台使用BCH(broadcast channel，廣播通道)傳到手機，而手機控制器則會決定其所在位置所需的輸出功率位準。輸出功率位準是由一個電壓控制可變增益功率放大器所設定。手機控制器會對照一份查詢表來檢查需要的輸出功率位準，此表包含了對應的PA控制電壓位準，這些位準是在手機製造過程的調校階段記下的。
個別的電壓控制功率放大器，在極端或者常態的操作條件下，對控制電壓位準的響應會有很大的差別，這是因為操作環境的差異和量產製造的限制所致。一般的解決方法是，使用回饋電路來達到控制輸出功率的目的。
每個時槽或「正常叢發(normal burst)」都必須符合圖1的時間/功率遮罩，而其控制後的振幅位準則必須落在EGSM(延伸型GSM)頻帶中的+5到+33dBm間。因此，需要28dB的有效輸出功率動態範圍。信號在頻寬內的頻譜必須是雜訊底線或殘餘輸出功率-59dBc或-54dBm中，取其較大者為參考依據。
自動增益控制(AGC)被廣泛地應用於通訊系統中，以維持固定的信號強度。如同前面所提到的，每個PA效能的改變、發射器鏈路中不同元件之容許度、供應電壓的變化，以及效能隨頻率變化的情形，都是系統在常態溫度下固有的特性。但在極端的電壓和溫度條件下，手機的功率位準效能便完全仰賴於元件所保證的容許度和自動增益控制迴路電路。
典型的AGC迴路(圖2)是一個回饋系統，其包含順向增益級(A)、回饋增益(β)，以及產生誤差信號(differential error signal)的信號比較級。AGC迴路是依據它的閉迴路增益(順向轉移函數)和開迴路增益來分析的。R(s)為輸入振幅，而C(s)則代表輸出振幅。
AGC迴路對系統輸出振幅波動的響應-C(s)值的改變，取決於閉迴路轉移函數(transfer function)，因為R(s)參考信號是固定的(在手機系統的每個輸出功率位準下測得的值)。順向增益值A因供應電壓、操作溫度，或車輛行駛等因素所產生的變化，即是導致輸出C(s)產生振幅波動的主要原因。這時必須設計控制迴路回饋增益β，來回應這些振幅波動並予以修正，以獲得固定的穩態輸出信號C(s)。
迴路設計的問題在於必須取得A的響應模型以便能決定β，而能讓系統C(s)維持固定，同時又能滿足控制迴路的穩定度準則(稍後會討論這些準則)。
所有實際的放大器都有一些內部補償的極點(poles)，意思是說它們可以被表示成在靠近高於較高操作頻率之處擁有一個極點(single pole)。因此，迴路中的功率放大器可以被模擬為包含一個具有可變增益的轉移函數，和一個高於操作頻率的主要極點(dominant pole)。以GSM功率放大器為例，這個值大約高於1GHz。
(詳細請見新通訊50期4月號第116頁)
除了優化控制迴路中不同元件響應所需的線性增益外(GSM系統需要一個衰減器、比較器和參考電壓源)，依迴路的類型而定，β的設計可能還需要一個積分器。迴路中的每個積分器都會增加一個極：
(詳細請見新通訊50期4月號第116頁)
在控制理論中，轉移函數的極點數量便決定了類型。極點是讓閉迴路轉移函數的分母等於0的s(jω)值(請注意，這跟使開迴路的轉移函數等於-1一樣)。迴路的類型指的是開迴路轉移函數的極點階數(order)。在開迴路轉移函數(Aβ)中為獲得固定輸出信號所需的極點數，取決於輸出信號的振幅改變方式，此振幅通常會形成一個步階、傾斜或拋物線函數。
當迴路的振幅變化產生一個步階函數時，該迴路屬於type0，在開迴路轉移函數中不必用到積分器。如果振幅的變化產生一個傾斜函數，則該迴路屬於type1，在開迴路轉移函數中需要一個積分器，倘若振幅的變化產生一個拋物線函數，則該迴路屬於type2，這時需要兩個積分器。
在一個非連續的(因為TDMA的特性時間多工的關係)快速響應控制迴路中，所有控制迴路輸入振幅的改變，都可被視為是瞬間的，因此可以用步階函數模型來解釋。在這種情況下，回饋轉移函數(β)中並不需要積分器。
於是迴路設計的工作，基本上就是誤差修正或比較器的實現。一旦確定比較器的轉移函數，便可以選擇適當的op-amp，以達到特性迴路增益和速度的需求。
發射電壓控制振盪器(TxVCO)的輸出，在大約+5dBm的常態輸出功率下，通常可達到±2dB的振幅容許度。在此階段，PA已經準備好放大帶有調變資訊的RF載波。當PA的輸入功率位準大約為0dBm時，功率控制迴路必須能將GSM規定的輸出功率位準從+5dBm提昇到+33dBm。
為了說明GSM PA的響應，筆者在圖3繪製了Agilent ACPM-7891 PA在GSM、DCS和PCS頻帶內，對控制電壓的確切響應。PA的輸入是一個具有0dBm固定功率位準的GMSK調變載波，而PA的最大輸出位準大約是+35dBm。輸入的RF載波脈衝和Vcontrol脈衝都符合GSM TDMA特性響應，也就是一個4.615ms週期和12.5%工作週期(duty cycle)的GSM(1/8)標準。這個圖清楚地反映出PA對電壓控制的輸出功率響應特性，在較低的功率位準下出現了較陡的斜率，而當PA達到飽和時，則呈現平坦的增益響應。
控制迴路設計必須與特殊的手機發射器之無線電設計結構連結在一起。因此，第一步必須根據無線電發射器的元件，確認理想的控制迴路模型。此時應考慮以下三個因素：
‧輸出和回饋的手機無線電信號屬於射頻，而電壓參考信號則為DC。回饋監測信號亦可透過PA電流的取樣來獲得，它應該與PA輸出功率位準成比例。
‧控制迴路系統需要一個機制，將RF回饋轉換成DC信號，以便與參考信號做比較。典型的功率取樣模式採用二極體偵測器(diode detector)，它基本上是非線性的(也可使用對數偵測等線性技術，但比較複雜)。
‧得到不同Vreference控制條件下的非線性值(nonlinearity)，以及Schottky二極體偵測器的非線性值。
圖4的方塊圖指出了手機中所使用的控制迴路元件。在比較器(圖中的C)中有一個增益級，而偵測器二極體級的溫度補償(圖中的T)，則可以補償二極體偵測器的順向電壓Vf隨溫度而產生的變化。
控制迴路的目的是要補償功率放大器(A)在固定的電壓參考位準下，因效能、溫度、或電壓供應的改變而產生的任何變化，以確保固定的輸出功率位準C(s)。固定Vref位準下每個功率等級都必須達此目標。非線性PA和偵測器二極體的響應，會造成閉迴路增益C(s)/R(s)在不同的輸出功率位準下的變動：從+5dBm輸出功率位準時的1倍，到+33dBm輸出功率位準時的6倍。偵測器和功率放大器中的這些非線性度，導致在Vref下，高功率位準有較高的辨識度，而低功率位準的辨識度則非常低。Vref電壓控制源的準確度必須夠高，系統才能達到GSM輸出功率位準規格中的容許度需求。各種GSM標準都已將此列入考慮，在極端的條件下，低功率位準的容許度為±6dB。
我們之前看到GSM系統的另一項需求是，載波必須符合某個時間遮罩規格。所有切換式射頻載波(switched radio frequency carrier)的上升和下降波封，都會產生暫態寄生響應(Spurious response)。它們必須維持在某個位準以下，因此必須「修飾」(shape)特性輪廓(profiles)以減少寄生幅射。Vout參考DAC輸出會將這些特性輪廓所分配到的28μs時間，分割成一些振幅暫存器(amplitude register)。常見的暫存器數目是16，每個可維持1.75μs，相當於600kHz範圍內的最小DAC速度。
通常可被接受的迴路頻寬是1～1.2MHz，因為設計規則是必須使用大約為取樣速度兩倍的頻寬(2x571kHz)。在設計迴路時應將此參數一起考慮，因為必須限制迴路的頻寬，以減少回饋信號進入PA的控制輸入端。基於這個理由，通常會在系統中加入一個迴路濾波器(loop filter)。
控制迴路所需的動態範圍、PA和功率偵測器在區塊位準上的廣域非線性響應，以及二極體偵測器的Vf隨溫度產生的變化，使控制迴路的設計充滿了挑戰。這時必須正確地要求以下三大要件：
為確保二極體偵測器的動態範圍涵蓋所需的輸入功率位準，必須正確選擇二極體的偏壓條件和輸入功率位準。二極體的輸入端必須提供最適合的耦合係數和適當的50ΩRF終端。輸出負載必須設定其偏壓電流，以確保二極體達到最佳功能。二極體輸出端的RF去耦電容，可移除任何的RF信號諧波。
與偵測器二極體接面電阻(Rj)的溫度有密切的關係，以致與順向壓降(Vf)也有很大的相關。壓降與溫度的差異可能會產生一個整流過的RF信號，因而偵測到錯誤的功率位準。解決方法是使用另一個以相同偏壓方式的Rf偵測二極體。如果每個二極體的偏壓電流相等，則可從偵測到的RF中獲得相同偏移量的溫度補償。這些二極體可以使用於不同補償方式的電路，但補償的基本概念是使用相同的Vf溫度變化一個二極體，來補償另一個二極體中的變化。
安捷倫試驗性地使用兩種不同的溫度補償方式。一個控制迴路使用差動式模型(900MHz控制迴路)，另一個則使用回饋模型(1800MHz控制迴路)。兩種溫度補償方式的效果都不錯，在最大功率位準下，常態條件的最大偏離值維持低於±1dB，而在功率位準17～19的極端條件下亦符合的規格。
比較器所需的響應，與具有可變正參考輸入電壓的誤差放大器是相符的。這個電路會藉由提高或降低PA控制電壓來動態修正任何效能的改變，甚至造成偏離想要的輸出功率位準。
使用一個具有非反相正參考(non-inverting positive reference)的反相op-amp，可以得到符合所需響應的線性表示式。它的轉移函數是：
(詳細請見新通訊50期4月號第119頁)
提供正確的Rf和Rn值，以達到所需的信號增益。圖5是一個建議的GSM比較器設計。
在建議的控制迴路設計中，採用的是Agilent ACPM-7891 E-pHEMT功率放大器。輸出功率是在整個需要的範圍內以2dB單位來控制，而在極端條件下的功率位準變化則在指定的容許度內，表2摘述了在常態和極端條件下所得到的結果。