借助超再生檢波器技術　MCU無線鏈路設計更簡化

射頻接收器技術不斷突破

20世紀初，無線電尚處於萌芽階段。馬可尼 (Marconi)在1896年展示實際可行的電報系統，隨後在1901年進一步加入頻率濾波功能以改良系統。然而，儘管有這一改良，接收器仍須依靠發送器提供其全部能量。接著，福雷斯特(Lee de Forest)在既有的二極真空管中加入電極(Grid)，成功發明出第一個放大器，大幅增加接收器設計的靈敏度和範圍。

這些早期的調諧射頻(Tuned Radio Frequency, TRF)接收器基本上是一系列調諧放大器。雖然該系統與既有系統相比有一定程度的進步，但由於需要大量真空管，因此成本較高，並且因為具有多個獨立調諧的放大器而難以進行協調。

1914年，極富進取精神的業餘無線電愛好者Edwin Armstrong為其革命性的設計取得專利，該設計解決TRF接收器系統的不足；其設計理念是使用稱為再生檢波器(Regenerative Detector)的單個放大器來替代大多數調諧放大器。Armstrong透過使用放大器的輸出回送輸入端的正回饋設計實現這一目標，讓放大器的增益從15～20分貝(dB)的標準值增加至超過80分貝。此設計的唯一缺點是，必須週期性地調節回饋以預防振盪造成的偏差。

1922年，Armstrong對其專利的再生檢波器進行改良，設計出超再生檢波器(Erative Detector)。在這項新設計中，又一次在放大器中利用正回饋。不過這次回饋足以驅動放大器發生完全振盪。一旦開始振盪，電路會自動壓制(Quench)該振盪，然後再次驅使振盪。由於驅使完全振盪所需的時間由放大器增益和該頻率下能量的大小共同決定，因此可以透過測量振盪器的起振時間來檢測無線電訊號。

這在本質上使得超再生檢波器成為一種採樣振盪器，透過利用天線的射頻能量作為振盪器的起振能量，縮短起振時間，此外，並按其振盪頻率週期性地測量該能量。雖然該設計聽起來非常複雜，但該設計大幅減少接收器需要的元件數量，並且其單一調諧電路更簡化了調諧工作。

現在的疑問是，這項已有90年歷史的古老技術將如何協助建構微控制器(MCU)的無線鏈路呢？是的，目前面臨許多相同的限制--除了必須維持低功耗、低元件成本外，還要容易組裝。超再生在1920年代協助節省大量元件成本。所包含的真空管燈絲(Tube Filament)較少，從而延長電池使用時間，單一的調諧電路使得超再生易於調諧。在了解上述特性後，現在更有理由認為超再生設計也能滿足目前所遇到的挑戰。實際上，目前微控制器上的一些常見周邊將可以進一步簡化該任務的難度。

建構簡單接收器系統

此處的設計將結合超再生檢波器的簡易性和微控制器的彈性，從而建構只需要兩個電晶體的簡單接收器系統，圖1展示了該系統的方塊圖。超再生檢波器週期性地壓制振盪並重建完全振盪。這使其射極(Emitter)/集極電流(Collector Current)發生週期性波動。此波動被第二個電晶體緩衝並連接到微控制器電壓比較器的一個輸入端。比較器的另一個輸入端饋入經過低通濾波的緩衝訊號。這樣就產生與檢測器壓制速率關聯的週期性脈衝。透過測量比較器輸出端產生的脈衝串的週期，將可以確定天線處能量的大小、所關注頻率，進而使訊號解調以重新得到希望接收之射頻訊號的振幅調變。

圖1　系統方塊圖

檢視超再生檢波器

圖2　27MHz超再生檢波器原理圖

仔細檢視超再生檢波器可以發現其電路的基礎是共基極放大器(Common Base Amplifier)，集極端(Collector)有調諧電路，透過耦合電容將訊號回饋至射極(圖2)。

射極的電感為偏壓電流提供直流通路，同時為射極提供隔離阻抗(Isolating Impedance)。天線通過較小的串聯電容耦合到射極或集極中，以將天線的電感調諧為直流阻抗，從而避免導致調諧電路發生頻率偏移。

振盪器壓制與其本身有關

至此已經了解振盪器的全部元件，但是振盪的這種週期性壓制又是如何實現的？振盪器的壓制，實際上與其本身的振盪有關。振盪建立期間，放大器從電源汲取的電流增大；並持續到集極電壓降低到耗盡振盪器本身的能量為止。當能量耗盡時，發生振盪壓制，同時偏壓電阻使集極的旁路電容再次充電，直到能夠再次起振為止。

圖3　27MHz超再生檢波器替代方案原理圖

但須注意的是，一些設計透過將電阻和電容的並聯組合與發射極上的電感串聯以便讓電路的工作更加完善。透過提高射極電壓直到偏壓不足以使振盪繼續，進一步縮小電晶體的偏壓範圍(圖3)。

善用緩衝器/比較器

使檢波器振盪並壓制後，現在必須將偏壓電流轉換為可以測量以便解調變的訊號。可以透過對調諧電路(Tuned Circuit)底部的電壓進行採樣，或透過測量射極電感下方並聯RC端的電壓完成該轉換(圖4)。

圖4　緩衝器和比較器

無論使用哪種偏壓電流訊號源，都須要先將訊號緩衝，然後才能對其濾波並驅動比較器。比較器的輸入阻抗較大，而驅動比較器另一輸入的低通RC濾波器的阻抗則相對較低。這裡不希望在偏壓點上放置任何可能影響其壓制頻率的電路。

將偏壓訊號和濾波後的偏壓訊號連接到比較器後，就能夠測量壓制週期的循環。現在的任務就僅僅是準確測量該週期並尋找所欲訊號的偏差。其中的挑戰在於壓制循環的頻率。如果壓制循環過慢，那麼系統頻寬將減小；如果壓制循環過快，則週期測量的結果可不夠精確。雖然可以透過來回調節該週期直到達到適當的平衡，但多虧微控制器配備周邊的彈性，可以有另外一種選擇。

圖3所示電路的壓制週期約為15微秒(μs)，該值主要由調諧電路上方的旁路電容和射極電感下方並聯RC網路的RC時間常數決定。如果嘗試測量波形的單個週期，則此壓制週期太快，測試結果可能不精確。然而，如果測量多個波形的時間週期，則可獲平均計算的效果，如此一來，不僅可以提供部分低通濾波功能，還能提高測量的解析度。

準備兩個計數器

假定時脈頻率為1MHz，將只能接收十五個15微秒的壓制週期，解析度僅為6%。然而，若測量三十二個此類波形的週期，則可以得到總共四百八十個計數。這樣就能夠以優於0.2%的精確度測量週期。目前，這讓採樣週期減小為480微秒，但是，如果傳入訊號使用5～10毫秒(ms)的最小脈寬，則仍會帶來10～20的過採樣率(Oversampling Rate)。

建置該系統須準備兩個計數器，包括一個8位元(bit)計數器和一個16位元計數器。8位元計數器由比較器的輸出驅動，16位元計數器由時脈頻率驅動。為了啟動轉換過程，將8位元計數器設為255減32，並將16位計數器歸零。當8位計數器溢出時，讓16位計數器停止，從而得到壓制時間(乘以32)。保存該值以用於進一步解調變，然後重載計數器以用於下一輪轉換。

進行解調變

從計數器獲得該值後，須要做兩件事來讓該值可以當做被接收的訊號。首先，必須將該訊號和之前的值一起取平均，以確定對應於系統雜訊基底(System Noise Floor)的值。然後，須將新值與當前平均值進行比較，以確定新值是代表雜訊還是代表實際訊號，如資料切割器(Data Slicer)。

現在，就來快速了解平均值和平均值計算系統。如果平均值計算系統運行過快，則會打入(Pump)或跟蹤傳入的雜訊和訊號，從而導致不準確的系統雜訊基底值；如果平均值計算系統運行過慢，則會忽略雜訊基底值的變化並將增加的雜訊報告為訊號。

要解決這些問題，須要做兩件事。第一，放慢平均值的計算程序，使得即使是來自發送器的完整脈衝也不會使平均值明顯偏移。第二，在接收器的最終解碼邏輯電路中包含正確性檢查(Sanity Check)，丟棄擴展脈衝或不適合發送器格式的脈衝。

計算平均值

可以使用兩種不同方法來實現平均值計算系統。在較為傳統的方法中，前X個採樣保留在軟體移位暫存器(Software Shift Register)內，當接收到新值時，該暫存器自動移出最早的採樣值。在各個新值移入後，該系統隨即對移位暫存器中的所有內容重新進行平均計算。

而另一種替代方法是只保留目前平均值，並只加上新值的一部分(與RC低通濾波器相似)，從而簡化平均計算的過程。在傳統方法中系統保留前X個值，因此會浪費處理能力和資料儲存空間。本文將採用替代方法並詳述之。

要建置此系統，必須讓當前平均值變數在小數點右邊包括至少1個位數。浮點數(Floating-Point Number)可以輕鬆實現這一要求，但所占空間往往較大且處理速度緩慢。事實上，這裡將簡單運用這一慣例：平均值變數的最低有效位元組在小數點右邊。

首先，假設平均值變數的增量為1/16。當接收到新值時，將其乘以16。從該乘積結果中減去平均值；將結果除以16然後加回到平均值變數(見程式碼1.0)。

圖5　平均函數回應

該系統有多個優點。乘法和除法運算可以透過簡單的轉移位元實現，唯一須要儲存的是平均變數(Average Variable)。該系統隨時間增加，運作情形也會改善。使用傳統方法時，對突增數值的回應只能用簡單的直線表示(圖5)。但是，新系統的行為實際上與低通RC濾波器相似，如圖5中最右邊弧形的C曲線所示。

如此就減緩平均值計算常式對雜訊和傳入訊號的響應，從而可防止其被Pump至雜訊基底之上。

運用資料切割器

所需的最終解調函數是軟體資料切割器。此函數其實十分簡單。將平均值減去臨界值，並將從計時器接收到的新值與臨界值相比較。如果新值低於臨界值，則所欲頻率之上的訊號強度足夠使其被解調為1。如果新值較大，則將其假定為雜訊，同時解調輸出保持為0。將由0和1組成的該訊號串饋入解碼器程式，隨後該程式測量並驗證接收到的1是否具有有效長度(間距適當)，並解碼所得資料中呈現的任何訊息。

濾除相鄰通道干擾能力薄弱

截至目前為止，這裡討論的全是與超再生檢波器設計有關的優點。為完整起見，還應審視該系統的不足之處。

超再生系統的不足之處在於其濾除相鄰通道干擾的能力較為有限。如果另一個系統以相當近的頻率發送訊號，對接收器可能造成干擾，因而讓接收器對所需頻率的靈敏度降低，或甚至完全阻止其接收所需頻率。

超再生系統的另一個缺點在於，在振盪建立時，可能將干擾訊號放在試圖接收的頻段上，例如一些能量從天線發出並可能干擾其他接收器。事實上，限制電晶體偏置電流的大小是為了盡可能減小洩漏的能量。可以進行以下兩項修正來降低該雜訊：

第一，在天線和檢波器之間使用射頻放大器。該放大器的反向隔離將減少可能從放大器漏回天線的振盪器能量。

第二，在天線和檢波器間使用自差電路(Autodyne Circuit)。其自差元件是將天線的所需頻率降頻轉換為檢波器可以運作的中頻(Intermediate Frequency, IF)單晶體放大器、混頻器和振盪器。這樣便可減少天線所需頻率下存在的振盪器能量。它不會完全消除能量，因為自差效應會將一些中頻頻率轉換回天線，不過這一效應遠遠弱於射頻放大器的反向隔離。

這項修正還有另外兩個優點。首先，可以在檢波器之前使用中頻濾波器來減小相鄰通道干擾。其次，可透過調節振盪器頻率來為系統調諧，進而簡化系統調諧工作。

瑕不掩瑜　實際應用廣泛

圖6　根據本文建構的接收器樣品

即便存在所有這些不足，超再生檢波器仍然是個設計接收器的實用方法，並廣泛運用在諸如車庫遙控器、超小型遠端控制，甚至低成本無線電控制玩具等系統中。透過使用微控制器的周邊，可進一步簡化典型超再生電路，從而獲得真正低成本的設計。由於微控制器還可以使用軟體處理解碼和解調，因而開闢根據系統需求和經過檢波器接收到的功率等級來使用不同演算法的可能性。圖6所示為使用本文所述技術建構的27MHz接收器的樣品。

(本文作者任職於微芯)