零漂移精密運算放大器是專為由於差動電壓小而要求高輸出精準度應用設計的專用運算放大器。它們不僅具有低輸入失調電壓(Input Offset Voltage)，還具有高共模抑制比(CMRR)、高電源抑制比(PSRR)、高開迴路增益(Open-loop Gain)和在寬溫度及時間範圍的低漂移(表1)。這些特徵使其非常適用於諸如低側電流檢測和感測器介面，特別是具有非常小的差動訊號應用。
雖然零漂移運算放大器製造商有時聲稱這些元件沒有疊頻效應(Aliasing Effect)，但實際上它們可能容易出現疊頻，因為這些元件運用取樣來最小化輸入失調電壓。因此，設計人員應測試其運算放大器電路的疊頻效應。
經證實運用頻譜或網路分析器的傳統方法檢測疊頻是不夠的，因此建議設計人員運用一種測量技術，將輸入掃過一個頻率範圍，並在示波器上觀察運算放大器的輸出。這裡將這種測試方法應用於不同的運算放大器，以觀察不同的零漂移運算放大器在疊頻方面的差異。測試的元件包括安森美半導體(ON Semiconductor)和其他廠商的自動歸零和截波穩定(Chopper Stabilized)類型。
本文首先闡述了輸入失調電壓對運算放大器性能的影響，以及零漂移、截波穩定運算放大器與通用運算放大器在性能上的差異。接下來，描述截波穩定運算放大器的運作，以及當輸入訊號接近或超過運算放大器偏移校正頻率時，這些放大器中發生的取樣如何導致疊頻。截波穩定結構並不是實施零漂移運算放大器的唯一方法，並且將截波穩定結構與另一種稱為自動歸零的零漂移結構進行比較。
在示範了各種運算放大器的疊頻測量後，將解釋奈奎斯特取樣(Nyquist Sampling)理論如何確定無疊頻的允許輸入頻率範圍，以及應用簡單的低通濾波器來防止疊頻。然後，闡釋零漂移運算放大器中運算放大器輸入失調電壓與其他參數如瞬態回應、啟動時間、軌對軌運行、低頻雜訊和輸入電流之間的關係。最後，闡釋SPICE模型不能解釋像疊頻這樣的零漂移效應。
為何輸入失調電壓很重要
失調電壓是限制能可靠捕獲的最小訊號的參數之一，此定義了低動態範圍等級。
輸入失調電壓是所有運算放大器的關鍵參數。在資料表中，它通常被稱為VOS或VIO。它是IN+和IN-端子之間固有的差動電壓，衡量輸入對匹配程度。對於理想運算放大器，在閉迴路系統中VIN+=VIN-。在現實世界中，由於輸入失調電壓的影響，VIN-不會等於VIN+。
儘管有一些矽級設計技術可以用來改進輸入對匹配，但是製造技術是產生輸入失調電壓的主要因素。半導體材料中的缺陷導致輸入引腳之間的內部電壓差，而製造技術引起的不同類型缺陷會產生不同的溫度係數。
元件之間的差異會導致特定元件的漂移(不同溫度下的輸入失調電壓漂移)高於或低於資料表上的平均值。此外，漂移係數隨溫度的變化可能是正的，也可能是負的，這使得很難簡單地校正應用中的輸入失調電壓。在某些情況下，減小傳統線性運算放大器中的偏移或漂移會導致功耗的損失。
輸入失調電壓乘以增益並加到輸出電壓中，實質上向輸出增加誤差因數(圖1)，這個參數在測量小差動電壓時變得至關重要。隨著差動電壓的減小，由輸入失調電壓引起的誤差增大。
圖1 差動放大器配置中帶有運算放大器的電流檢測。低失調電壓至關重要，因為輸入失調電壓被雜訊增益放大，在輸出端產生偏移誤差。
在圖1所示的差動放大電路中，輸出電壓是訊號增益項和雜訊增益項之和(公式1)：
......................................................公式1
作為內部運算放大器參數，輸入失調電壓與雜訊增益而不是訊號增益相乘，這將導致輸出偏移誤差。
儘量減小這種偏移量的一種精密放大器，利用多種技術來降低輸入失調電壓。對於零漂移放大器，這特別適用於低頻和直流訊號。表2比較了常用的通用運算放大器與截波穩定的零漂移放大器最大輸入偏移量。
了解零漂移運算放大器的構成
精密運算放大器能夠實現「零漂移」失調電壓，隨著溫度和時間的變化，透過多種技術保持低輸入失調電壓。放大器可實現的其中一種方法是，運用一種定期測量輸入失調電壓並校正輸出端偏移量的設計技術，這種結構稱為截波穩定結構。
與所有工程解決方案一樣，零漂移運算放大器也有其局限性。一個不太明顯的原因是截波穩定放大器的內部電路包含時脈控制系統(Clocked System)，例如安森美半導體NCS333和NCS21911中所用的截波穩定結構簡化框如圖2所示。
雖然有些人可能會認為，這種類型的截波是一個即時系統，但事實證明，它容易受到傳統取樣系統的疊頻或外差問題影響。截波穩定運算放大器的主要偽像發生在訊號接近截波器的時脈頻率時。本文運用了疊頻這個名詞，但所含的問題稱為外差可能更為恰當。
在圖2中，下訊號路徑是截波器取樣輸入失調電壓的地方，然後用於校正輸出偏移量。此偏移校正頻率在放大器的總頻寬內。由於這種結構運用取樣法，所以當輸入訊號頻率保持在相關奈奎斯特(Nyquist)頻率以下時，就會表現出最佳性能。
圖2 截波穩定運算放大器的簡化框圖
這意味著輸入訊號頻率不僅需要在閉迴路頻寬範圍內，而且還要在偏移校正頻率的一半範圍內，才能達到最佳性能，如公式2所示。這使得截波器保持高於Nyquist速率的取樣頻率，消除了疊頻的可能性。當訊號頻率超過Nyquist頻率時，可能在輸出端發生疊頻。由於運用取樣系統，所以這是所有截波器和截波穩定結構的固有限制。
...................公式2
截波器穩定的結構得益於具有前饋路徑，如圖2中的上訊號路徑所示，這是一種將增益頻寬擴展到取樣頻率之外的高速訊號路徑。這不僅有助於保留輸入訊號的高頻分量，而且還能提高低頻的迴路增益。假設運算放大器的開迴路增益下降了-20dB/十年。當單位增益頻寬增加時，圖(Plot)也向更高增益方向移動。
圖3中舉了一個例子做說明，當運算放大器被放入閉迴路系統時，系統的開迴路增益增加，提高了系統的閉迴路精準度。這對於低側電流檢測和感測器介面應用特別有用，在這些應用中，訊號是低頻的，差動電壓相對較小。
圖3 開迴路增益隨兩個截波穩定放大器的頻率變化而變化。更高頻寬的NCS21911顯示增加單位增益頻寬也增加總開迴路增益。增加的開迴路增益提高閉迴路系統的精準度，即使是直流系統。
然而，並不是所有的零漂移放大器都一樣。架構的不同運作可能有不同的結果。即使由於取樣的限制，NCS333和NCS21911系列運算放大器與其他製造商的競爭元件相比有最小的疊頻，不太容易受到疊頻效應的影響。這是因為它們運用兩個級聯的、對稱的、RC陷波濾波器調諧到截波頻率和它的五次諧波，以減少疊頻效應。
另一種零漂移架構被稱為「自動歸零」。圖4所示的自動歸零架構框圖類似於截波穩定架構，但運作方式不同。自動歸零架構有主放大器和調零放大器。另外，此方法還運用時脈控制系統。
圖4 自動歸零運算放大器的簡化框圖
在第一階段，開關電容保持前一相位在調零放大器輸出的偏移誤差。在第二階段中，運用調零放大器輸出的偏移量來校正主放大器的偏移量。自動歸零和截波穩定放大器的結構差異，導致雜訊性能和疊頻靈敏度的差異，文後會做討論。
辨識零漂移放大器時脈頻率
許多零漂移放大器資料表不提供關於內部時脈頻率的資訊。有時，可能在應用部分的段落中提及，有時則可透過雜訊或頻寬圖中的擾動來識別所指的時脈頻率。因此，取決於使用者測試電路是否易受疊頻的影響。
這裡分享的方法非常簡單：它包括在一定範圍的頻率掃描放大器輸入到增益頻寬乘積，同時觀察示波器上的運算放大器輸出。所有已知的零漂移放大器的內部時脈頻率在放大器的增益頻寬內，通常在增益頻寬的大約三分之一處。這些放大器將在小於該頻率一半的訊號頻寬上表現最佳。
發現與測試疊頻
一些零漂移放大器的資料表聲稱它們沒有疊頻。可以假設這些製造商盡力測量任何可能的疊頻，但沒有發現。有廠商在零漂移放大器的開發中，對競爭放大器的初始測量也證明沒有疊頻。當時，在其他廠商元件的輸出中沒有發現偽時脈。然而，進一步的測試指出，運用簡單基於示波器的測量技術仍可發現這些元件有疊頻。
客戶反映使用一些製造商的零漂移運算放大器的系統出現問題，同時發現疊頻。在這些情況下，共同主題是感興趣的訊號、低頻或直流訊號在哪裡具有疊加的高振幅、高頻干擾或波紋訊號。終端系統的結果各不相同，包括閉迴路系統在不正確條件下穩定和系統無法回報正確訊號。
過去發現疊頻現象的工作涉及到運用精密的光譜和網路分析系統，這些系統提供了不確定的結果。為了採取更基本的方法，把示波器連接到放大器輸出以便於直接視覺觀察。對於輸入刺激，運用產生器在預期時脈頻率處(與視需要的其他地方)掃描輸入頻率，以查看是否可以在輸出端產生拍頻(Beat Frequency)。這種方法很好用，考慮到最初的工作是採用+1的增益配置(圖5)，可以說是最線性的運算放大器配置之一。
圖5 檢測疊頻的測試電路是個簡單的單位增益緩衝器。該技術的實質是在示波器檢視元件輸出。頻譜和網路分析儀似乎並不總是檢測與零漂移放大器內部工作相關的訊號。
為此測試選擇的第一個運算放大器是NCS325自動歸零技術放大器，而不是像測試其他元件的截波穩定放大器。從理論上講，自動歸零結構將比截波穩定型呈現更顯著的疊頻效應，這使得驗證測試成為一種方便的首選，圖6描繪了NCS325的疊頻。測量熟悉的放大器使驗證這些測試很容易，因為時脈頻率是已知的。
圖6 對第一個放大器的疊頻輸出進行了測試，NCS325用於一個簡單的+1V/V緩衝器中。上面的A線是輸入訊號，下面的B線是在放大器輸出處看到的疊頻。
在這一點上，重要的是要記住，疊頻不是取樣放大器的缺陷，而是一種行為。對這種行為的了解，以及如何避免這種行為，可以讓零漂移放大器運作在最佳狀態。
在檢查NCS325之後，接下來對截波穩定放大器NCS333進行測試。這裡產生了一個有趣的結果，可能發現在兩倍時脈頻率處出現唯一明顯的疊頻，這指出執行該測試以發現疊頻可能需要在放大器的整個頻寬內進行掃描以檢測這些訊號。圖7描繪了NCS333的疊頻訊號。
圖7 NCS333截波穩定型零漂移運算放大器的疊頻。這種疊頻現象預計會發生在時脈頻率附近，但卻沒有發現疊頻。但在時脈頻率的二次諧波中確實出現了疊頻現象。
此外，對其他廠商的零漂移截波穩定放大器也進行疊頻測試。該流行的放大器資料表指出它沒有疊頻。然而，圖8描繪了在內部時脈基本頻率上的疊頻。對於這種放大器，以前採用頻譜和網路分析器進行的廣泛測試無法發現時脈或其頻率的跡象。
圖8 其他廠商的截波穩定型零漂移運算放大器疊頻。該5V、350kHz頻寬運算放大器的資料表聲稱沒有疊頻。
同樣，頻寬2MHz的NCS21911精密運算放大器在輸入訊號為500kHz，增益約為G=-1V/V時顯示有疊頻(圖9)。
圖9 36V、2MHz精密放大器NCS21911的疊頻。疊頻仍然控制在500kHz處。居中的A線是輸入訊號，較大的B線是放大器輸出，顯示有疊頻。
但在相同條件下與其他製造商的對應產品相比，NCS21911的疊頻得到了較好的控制(圖10)。
圖10 其他廠商的36V、2MHz精密放大器的疊頻在相同的500kHz訊號頻率下輸出表現出更不穩定的行為。居中的A線是輸入訊號，較大的B線是放大器輸出，顯示有疊頻。
另一範例顯示在NCS21911和其他廠商的2MHz截波穩定精密運算放大器的比較中。NCS21911顯示單位增益緩衝電路中1MHz至2MHz範圍內的最小疊頻(圖11)。相比之下，其他廠商的元件在1MHz處表現正常，在1.5MHz處表現出有疊頻，以及在2MHz(連同頻寬)時的疊頻減少(圖12)。
圖11 NCS21911單位增益電路中在1MHz(頂部)、1.5MHz(中間)和2MHz(底部)處具有小訊號。疊頻最小。
圖12 其他廠商的2MHz截波穩定型精密運算放大器在1MHz(頂部)，1.5MHz(中間)，和2MHz(底部)有小訊號。疊頻(標記橫線處)在1.5MHz很明顯，並隨著輸入訊號增加到2MHz而減小。還請注意其他廠商元件的較低頻寬，如底部波形所示。
並非每個截波穩定放大器都是相同的，因此在整個工作頻率範圍內測試每個元件至關重要。
找出易疊頻的系統
當感興趣的訊號伴隨著雜散訊號的高頻耦合或大的高頻波紋時，系統容易出現疊頻。結果可能僅包括傳遞不正確或有噪音的值，或控制迴路落在不正確的運作點上。
根據Nyquist取樣定理，零漂移時脈應至少是感興趣訊號最大頻率分量的兩倍。換句話說，輸入訊號的最大頻率應該小於或等於放大器內部時脈的一半。
如何遵守Nyquist取樣理論？確立訊號頻率的上限(fin<fCLOCK/2)很容易，但雜散訊號、雜訊或波紋的拾取可能包含高於Nyquist頻率的頻率。然後，這些頻率可能混入適當的頻率範圍，進而導致錯誤或不正確的讀數。
為了確保輸入訊號的頻率成分被限制到可用的頻率範圍，可以在放大器之前添加低通濾波器，此濾波器用作抗疊頻濾波器。透過減弱較高頻率(超出Nyquist頻率)，減少或消除疊頻效應。
在放大器輸入之前，抗疊頻濾波必須是純類比濾波。通常一個簡單的RC濾波器就足夠了(圖13)，無需複雜的濾波器架構。不要將放大器配置為主動式濾波器電路中濾波器的一部分。
圖13 抗疊頻濾波器可以像兩段RC濾波器一樣簡單。濾波器必須置於放大器輸入的前面。
級聯零漂移放大器也可能帶來風險，因為多個時脈頻率可能相互作用並導致疊頻。
考量瞬態響應
由於截波器通道結構採用基於時間的取樣方式，使得零漂移放大器實現較低的偏移量具有一定的時間特性，這就意味著偏移校正不會立即發生。在放大器輸入的大動態，或者更糟的是，輸入超載可以創造條件，讓迴路需要時間來重建低偏移量，這本質上影響了穩定的時間和行為。
使用較高的時脈頻率已實現了相對快速的恢復和穩定時間，然而，這些參數通常為幾十微秒(μs)或對零漂移放大器更高。通常情況下，這是由於設計權衡。在電晶體級放大器設計中，選擇更快的穩定時間會導致更高的失調電壓。通常，較低的輸入失調電壓規格具有較高的優先順序。
針對導通時間和堅固的設計
由於零漂移放大器含相當多的邏輯電路，因此它們也包括一些在啟動和電源故障(如停電)期間確保特定行為的方法也就不足為奇了。當第一次啟動一個偏置校正放大器，在很短的時間內輸出將反映未經校正的偏移量。一旦電源電壓達到電源重定(POR)電路設定的跳脫點，偏置校正機制需要幾個時脈週期，直到放大器的輸出達到指定的失調電壓限值為止。
通常，從整個系統的角度來看，放大器啟動時間並不是個關鍵項目，因為它通常在整個系統的啟動時間內。這可能是許多運算放大器製造商沒有在他們的零漂移放大器資料表中顯示這個參數的原因。應該注意的是，啟動時間也取決於放大器的配置增益--更大的增益可增加整體啟動時間。
在非常關鍵的系統中，應考慮這樣一個事實，即線性放大器簡單地消除了這些複雜，提供更堅固的啟動性能。一些精密運算放大器使用Trim而不是截波穩定型或自動歸零結構，來實現低失調電壓。採用放大器，省去了任何時脈系統。這在許多設計如大型工業斷路器中是個關鍵的考量。須權衡之處在於，這些微調線性放大器不一定達到零漂移放大器相同的超低輸入失調電壓性能。
改善軌對軌性能的零漂移效應
軌對軌(Rail-to-rail)輸入運算放大器使用兩個輸入對實現加寬共模輸入電壓範圍。PMOS對可用作較低輸入電壓區域的輸入級，而NMOS對可用於較高輸入電壓區域。每個輸入對具有其自己相應的輸入失調電壓。當共模電壓從一個區域移動到另一個區域時，通常存在交叉區域，其中失調電壓從一個區域跳躍到下一個區域。
與非零漂移放大器相比，零漂移運算放大器中的軌對軌輸入性能帶來了明顯的好處，顯著地降低PMOS和NMOS輸入對之間的輸入級交叉區域影響。接近共模輸入電壓極限的失調電壓和失調電壓漂移性能是極佳的，因此零漂移放大器也常用於高邊電流檢測等應用。
了解零漂移對低頻噪音影響
零漂移截波穩定型放大器特別適合在較低頻率下進行精確、高增益放大。通常，它們不表現出線性運算放大器的較高頻寬，它們的時脈頻率位置為訊號保真度確立了一個實用的頻率限制，如先前關於疊頻的描述。這使得在低頻的性能特別重要，而且截波穩定型架構透過消除典型的線性運算放大器1/f輸入電壓雜訊，進一步有助於低頻可用性(圖14)。
圖14 圖(a)傳統放大器(NCS2005)和圖(b)零漂移放大器(NCS333)的電壓雜訊密度圖顯示了零漂移放大器中1/f雜訊的消除。請注意，傳統放大器的圖停在10Hz，而零漂移放大器的圖延伸至1Hz。
許多高增益感測器應用處於低頻，使得零漂移放大器成為這一功能的自然選擇。儘管這裡使用了術語「低頻」，但是這些放大器通常提供高達100kHz的優異性能。
與電壓噪音一樣，截波穩定也消除了1/f電流噪音。但由於輸入開關的電荷注入，截波穩定型放大器顯示出截波中更大的輸入電流噪音。這增加的電流降低了輸入阻抗可導致噪音等於或超過電壓噪音的水平。以NCS333為例，62-NV/√Hz輸入電壓噪音在1kHz下，當輸入阻抗大於177千歐姆(kΩ)時，350-fA/√Hz輸入電流噪音將導致噪音超過輸入電壓噪音。
相比之下，零漂移自動歸零放大器把雜訊降到基頻。與截波穩定型結構相比，這給自動歸零結構帶來了在輸入訊號處於直流或低頻時的一個缺點。
了解零漂移對輸入電流的影響
由於截波穩定技術，所有的零漂移放大器都存在輸入電流尖峰。這些電流尖峰是由電荷注入和時脈饋通(Clock Feed-through)引起的。輸入電流在IIB規範中被平均，但輸入偏置電流不是真正恆定的。實際上，輸入電流尖峰隨著時脈頻率週期性地出現。
當輸入電流流過輸入電阻時，這會導致輸入電壓尖峰，使增益倍增。為了最小化電壓尖峰，不推薦使用非常大的輸入電阻值。輸入電流尖峰也可以用一個簡單的低通RC濾波器濾除(圖13)。而濾波器頻率應設置在截波取樣速率以下。
此外，輸入電流尖峰讓零漂移放大器不適用於測量輸入電流的跨阻抗放大器。
認識SPICE模型中零漂移效應缺失
SPICE模擬不提供對零漂移放大器行為(如疊頻)的任何了解。零漂移放大器的所有SPICE模型是連續時間模型。它們被設計成盡可能接近運算放大器的線性性能。截波器未建模。它們是連續的時間，因為時脈控制和取樣的系統模擬得更慢。
總歸來說，零漂移放大器提供了出色的DC和低頻性能。頻寬增益產品是用於確定零漂移放大器電路實際頻寬不甚理想的規格，特別是因為它們的內部時脈在這頻寬內。實現最佳性能需要了解不總是可用的內部時脈頻率，但有時其他線索和測試將顯示出來。
(本文作者任職於安森美半導體)