瞄準5G/儀器/航太國防應用　射頻ADC推升寬頻接收性能

直到最近幾年，要處理數十MHz的訊號依舊是一項難題，通常只有高價位解決方案能夠辦到，一般都會用到大量的並列無線電技術。業界長久以來一直期待能夠簡化這項難題，希望能運用一種方法同時處理更多的頻寬。過去幾十年來，隨著半導體製程與單晶類比至數位轉換器(ADC)架構日趨成熟，這方面的能力也逐步演進。而從90年代初期一直到今天，ADC的直接射頻取樣能力已經從過去的20MHz奈斯奎特頻寬，提升到5GHz以上，而現已有廠商提供相關解決方案，如亞德諾半導體(ADI)的AD9213。該元件加上其所支援的高瞬間頻寬，已經順勢開拓出許多新應用選項，其不光是儀器等級的接收器，還涵蓋直接射頻取樣無線電、國防訊號情報(SIGINT)以及雷達等領域(圖1)。

典型的GSPS取樣率ADC元件對於整體效能形成一項獨特挑戰，因為它們是由多個ADC核心建構而成，以平行模式運作藉以提高淨取樣率。所有這些轉換器都必須小心調整時序與對齊，但即使如此，這些轉換器之間細微的錯誤也會產生眾多的頻譜假影(Spectral Artifacts)。此外，ADC必須精準地追蹤類比輸入訊號，以及審慎進行取樣與數位化，以避免常態線性失真(Normal Linear Distortion)。這兩項項挑戰，包括交錯傳送(Interleaving)與原始頻寬(Raw Bandwidth)都使得寬頻寬ADC的設計工作極為艱鉅，因為在包括先進無線電與儀器這類頻譜應用方面，均必須達到高傳真度。

由於ADC內建置了擾動(Dithering)與校準，故能在所有訊號條件下達成極佳的線性度，使產品能在更高頻率運作並發揮更高的效能。連續波(CW)輸入頻率為4GHz，而雜訊頻譜密度(NSD)約為-152dBFS/Hz，無雜散動態範圍(SFDR)通常優於65dBc，包括第二與第三諧波在內。而這就造就出真正5G儀器級接收器的效能(圖2)。

除了優異的高頻率效能外，低次諧波的行為也相當近似一般對線性元件的期待。因此開發者就可以透過一個簡單的多項式來預測諧波的行為，這對ADC而言並不常見。但這點相當重要，因為它能確保產品不論在大訊號或小訊號環境中，都能維持高效能。

如圖3所示的掃瞄資料所示，一旦達到量測雜訊底層(Noise Floor)，第二與第三諧波就會依循隨著輸入值產生變化的預測反應，在較低輸入值方面沒有出現額外的反應。這點相當重要，因為在選擇頻率計畫時，可將主要突波(Spur)置於頻外(Out-of-band)。而混附的第四以上諧波就比較不顯著。在外差方面，無線電混波器突波必須小心規畫以避免干擾；在直接射頻取樣方面也是如此。

直接射頻取樣優點

射頻取樣是其他無線電架構的一項高吸引力替代方案。以往資料轉換器的功率都極高，因為如此才能達到足以配合無線電設計所需的效能。以往許多研究顯示，低成本、低功率解決方案，諸如AD9371這樣的零中頻無線電架構永遠獨占鰲頭。這點反映在包括手機、藍牙、以及類似裝置上，它們在過去幾年全都轉移到這種架構。雖然它們都屬於頻寬受限的系統，但效能卻不一定受限。對於一定需要窄頻寬的系統而言，零中頻架構永遠是正確的解決方案。然而對於一定需要較寬頻寬的應用而言，例如儀器、雷達、以及寬頻通訊等，長久以來第一選擇都是直接射頻取樣。在這些應用中，各界已經體認到其他架構提供的成本與功率方面的效率，必須和較寬系統頻寬之間做出取捨。

因此，當選擇射頻取樣架構時，就是必須覆蓋最廣的頻寬，以確保整體無線電效能。諸如AD9213此類的新型射頻ADC，就是專門設計以用來提供超過10GSPS的超快取樣率，且取樣頻寬超過8GHz，如此的特色使直接射頻取樣成為許多應用的理想方案。

大多數無線電服務每個頻帶配置不到75MHz。在10GSPS ADC方面，頻譜的使用率不到2%的奈斯奎特頻寬。在多項研究中，直接射頻取樣的功率效率約為零中頻架構的一半。為改進無線電應用的整體效率，射頻取樣提供一次取樣超過一個頻帶的能力。

如圖4所示，在較低頻寬需求方面，像中頻取樣與零中頻等傳統架構，其功率遠低於直接射頻取樣。直有當頻寬接近零中頻或中頻取樣最小頻寬約2倍時，直接射頻取樣才會派上用場。另一種觀察途徑則是相較於零中頻或中頻取樣解決方案，對於受限頻寬的系統而言，直接射頻取樣架構耗損的功率比任何其他解決方案高2倍以上，而且成本也高出大約2倍。

在過去三十年，商用元件在雜訊頻譜密度(NSD)方面的改進幅度大約是每年1dB，略優於學術論文所預測的速度。在這段期間，各界的焦點都聚焦在ac效能，包括頻寬與SNR/諧波。但在過去幾年，轉換器的效能已達到一定水準，而已經能滿足大多數應用的需求，因此各界現在的焦點已經從ac效能逐漸轉移到功率損耗及晶片空間(成本)之上(圖5)。

在圖6中水平軸為取樣率，而垂直軸則是品質因數(Figure of Merit)。長期以來，業界不斷開發出更快的轉換器。靠近前端的元件通常具備頂尖的取樣率，長久以來維持高功率與低品質因數的趨勢。一旦技術疆界突破一定的取樣率門檻，支援該取樣率的較新元件配備有更良好的品質因數，進而轉化為更低的功率、更小的晶粒、以及降低成本，便能推動架構向前演進(圖6)。

此波趨勢衍生出一項引人關注的轉移。前端的射頻功率主要取決於物理特性，功率從天線連結器轉到ADC輸入端子，若按照摩爾定律對於數位功能的預測，在這方面並沒有太多轉圜的彈性。因此，隨著轉換器功率在未來幾個世代將持續下滑，主宰功率的主要因素將轉向放大器，而其功率耗損則會和目前大致持平，導致來自ADC的影響因素以及干擾在內產生的影響力將大幅下降。

圖7顯示一個基本直接射頻取樣架構，其包含一連串放大器以及相關的濾波元件。如大家所預期的，這裡沒有頻率轉換階段，只利用放大器提高訊號強度，以便在ADC內克服雜訊干擾，以及運用機板射頻濾波器防止轉換器內部出現混疊(Aliasing)。

在濾波方面，有兩種可行方法。第一，使用最寬的濾波器，同時妥善規畫以防止混疊。通常的作法是建置一個寬頻濾波器，它除了能提供80%的奈斯奎特區域，還能以極佳的效能覆蓋第一或第二奈斯奎特區域。在大多數情況，由於混疊導致有通頻(Passband)穿過奈斯奎特區域的現象，這樣的狀況並不合理，但在某些定義完善的情況中，出現這樣的狀況卻是合宜的。

第二種濾波的方法是為ADC使用兩個或更多的通頻。GSPS等級ADC的一項關鍵優點就是高取樣率，讓頻率的規畫以及類比訊號的配置方面彈性十分充裕。在多頻帶無線電方面，通常RF SAW濾波器可設定在分立的射頻放大器，分頭處理每個頻帶，之後再匯整到ADC來進行取樣。這些頻帶如果沒有混疊到相同頻率上，有可能落在不同的奈斯奎特區域中。而為每個頻帶分別配置放大器，就能為每個頻帶優化增益，進而讓跨頻帶降敏(Desensitization)效應減至最低，效能也能最大化。然而如先前所述，射頻功率可能相當高，而多頻帶方面可能有其他選項可供選用(圖8)。

在一些情況中，數個頻帶會分頭濾波，但會透過一個射頻放大器鏈路進行放大。如此的優點是射頻鏈路的功率得以最佳化，原因是在同一條增益路徑(Gain Path)上。然而，兩個頻帶之間的效能必須有所取捨。這意謂著如果其中一個頻帶有大訊號以致必須調整增益，它便會影響另一個頻帶的效能。在許多情況，由於需要相對動態範圍的影響，致使可以接受這樣的取捨。圖9所顯示的便是這個情況。雖然這個應用主要是在手機頻帶，但經過簡單的調整後也能夠適用於其他應用，其中包括寬頻儀器，諸如頻譜分析以及取樣示波器等。

圖10所顯示為此類建置。在這項設計中，SAW濾波器的輸入與輸出匹配網路經過仔細的設計，確保某個頻帶出現諧振時，另一端的網路會呈現開路(Open Circuit)的狀態。這裡所要提醒的是，匹配網路除了傳輸線路外，還包含許多集總電路。藉由這樣的設計，兩個不同電路之間的互動就會減至最低。

藉由審慎的設計，開發者就能從這些網路獲得相當好的效能。圖11顯示正向傳輸的特性。在這裡，每個SAW濾波器的特性都會保留，而不會影響其他方面。在這個設計中，Band 1與Band 3是相互平行的。其他頻帶或頻率範圍也都曾被選用，而上面這種方法也能適用。

至於訊號位準規畫方面，應留意幾點。在運用ADC進行設計時，要遵循的第一條規則是ADC的前置要有足夠的增益，因為前端雜訊遠多過ADC的雜訊。隨著ADC不斷進行改良，而來自ADC的雜訊不屬於高斯雜訊，因此可能讓搭載ADC元件的系統面臨許多效能上的問題。圖12顯示，ADC輸入的前端雜訊和ADC雜訊之間的關係及對整體雜訊造成的影響。一般的準則是讓前端雜訊比ADC高出10dB，如此就能確保ADC對總雜訊的貢獻程度低於0.4dB，而系統效能就會和預期相符。

從AD9213資料表可觀察到，一般的雜訊頻譜密度約為-152dBFS/Hz。而額定尺度範圍為7dBm，因此這個數據代表-145dBm/Hz。前端熱雜訊應鎖定-135dBm/Hz，代表增益加雜訊係數至少39dB。如圖10所示，電路提供43dB的增益，雜訊係數3dB，使總前端雜訊增加到-128dBm/Hz。在沒有輸入條件下，兩者的差異約為19dB，而達到最大增益。隨著輸入訊號增加，ADC的雜訊底層也會因為使用時脈來源的抖動而增加幾個dB。

圖13顯示一個完整無線電的空中量測範例。由於這是一個極寬頻無線電，擁有超過2GHz的頻寬，濾波處理極少，因此許多訊號都可觀察到。左半邊頻譜顯示最高到約900MHz的頻率，包括高功率調頻與電視廣播訊號。在此之上，可觀察到最小頻率，直到兩個SAW濾波器的通頻覆蓋到2.1GHz(UMTS Band 1)以及1.8GHz(UMTS Band 3)。遮掉兩個頻帶就能找到Band 3，顯示雜訊底層如預期升高，並超越經過濾波器的前端雜訊。由於這些量測是在美國進行，因此在Band 3偵測到的訊號很少，但Band 1則擷取到Band 2的一部份下行鏈路訊號。在此之上，抗映頻濾波器(Antialias Filter)能消除任何殘存的訊號，而雜訊底層的曲線則沒有太大幅度的波動。

接著放大觀察平行表面聲波濾波器所轉換的兩個頻帶，就會看出更多細節。圖14顯示左右兩邊的對比，左邊是背景雜訊，右邊則是貫入一個接近全幅的連續波訊號。請注意寬頻雜訊底層，先別看兩個通頻，就會發現當貫入大連續波訊號時，右邊的雜訊底層就會略為升高。這是因為含類比輸入的時脈經加權疊加(Clock Convolving)出現抖動。現在比較兩個通頻的雜訊底層，在兩個通頻的雜訊底層中沒有偵測到增加的狀況。這是因為當貫入一個大訊號，前端的熱雜訊導致ADC雜訊底層拉高。若仔細查看原始資料，就會觀察到通頻的雜訊底層提高約0.3dB，而對應到圖12中，就是11dB的雜訊差異。

隨著各種類型的外差無線電持續主宰著眾多設計，寬頻ADC技術也日趨成熟，如今射頻取樣已足以支援許多領域的應用，並搶下許多原本由頻率轉換設計所主導的版圖。

ADC技術日趨成熟　GHz寬頻系統趨勢來襲

本文所述，直接取樣寬頻系統已出現許多新選項，諸如AD9213這類產品已經可使用戶在2GHz以上頻率進行高傳真的數位化，因此使其適合用在需要大瞬間頻寬的應用，包括示波器、分析儀、以及寬頻/多頻帶無線電等。有些人士可能認為這在GHz等級的射頻頻率上並不可行，但現有符合此技術類型的方案早已突破許多項門檻，而未來世代的元件的性能甚至還會持續提升。各種轉換器產品持續地演進，而許多領域也日臻成熟，讓效能與效率的極限不斷往前推升，而使其成為GHz等級寬頻系統的理想方案。

(本文作者皆任職於亞德諾半導體)