相位不平衡反映高速類比數位轉換器(ADC)對偶次階失真的抑制程度。開發人員使用高速ADC進行產品開發，或者評估這些元件以便用於設計時，必須注意ADC的輸出諧波。
ADC通常使用差分輸入，使共模雜訊和失真降至最低，但只有在平衡和對稱的情況下，這些輸入才能發揮最大效用。設計人員可使用一個由兩個射頻(RF)訊號產生器和一個振盪器組成的測試系統，測量差分不平衡對ADC輸入的影響。
當ADC的差分模擬輸入由於驅動錯相而變得不平衡時，元件輸出中的偶次階失真會提高。
ADC測試須設置一致類比訊號路徑
ADC測試設置(圖1)使用兩個射頻訊號產生器驅動2M～300MHz頻率範圍的ADC類比輸入，必須使訊號產生器的參考頻率彼此鎖定，這樣有助於限制相位隨時間變化而發生的非預期漂移。每個訊號發生器的輸出均通過一個低通濾波器，該濾波器連接雙路低損耗分路器，從而可利用示波器觀察差分訊號，各輸入端應使用相同製造商和型號的低損耗分路器，為使用ADC，需評估板。此外，分路器前應使用兩個相同製造商和型號的低通濾波器或帶通濾波器，以便限制來自訊號產生器的寬頻雜訊。
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| 圖1 用於測量相位不平衡的測試設置 |
一致的類比訊號路徑可將測量誤差降至最小。分路器前後的電纜應為同一類型並且長度相同，從訊號產生器到分路器的電纜長度必須相同，這點很容易明白，分路器之後的電纜長度(連接到ADC和示波器)容易忽略，也需要相同的長度以保護測量結果。如果評估板上具有從連接點到ADC接腳的走線，則從分路器到示波器也必須複製相同長度的走線。因此，考慮到走線差異，從分路器到示波器的電纜長度可能須略有不同。同等訊號路徑可確保在示波器上查看的訊號能夠準確代表ADC類比輸入接腳上的訊號。
本文推薦的方法為，把示波器探頭引線直接焊接到ADC的模擬輸入端，以便獲得正確的長度匹配，但這種方法會增加ADC探測模擬輸入端的寄生電容和電感，引起測量波動。適當的探頭結合電纜和分路器，可將寄生電容和電感降至最低，從而在示波器上產生更乾淨的訊號。
務必使用適當頻寬的示波器，以便顯示差分類比輸入測試頻率。注意隨時監控各訊號發生器，測試訊號應保持穩定。可以使用示波器的數學功能確保兩個訊號具有正確的相位和幅度關係，即當差分輸入180o反相時，訊號A+訊號B應盡可能接近0伏特(V)。當然，隨著訊號偏離180o，訊號幅度之和應增大，但無論相位如何偏移，都應當能夠使用該訊號，由此便可確定正確的相位參考點(180o反相)，並從該點開始測試。
評估板需要乾淨的時鐘訊號，因此務必使用低相位雜訊的振盪器或訊號源，才不會限制ADC的性能。
當ADC的模擬輸入與示波器不同相時，兩個訊號之間的差分幅度不匹配會導致ADC輸入訊號的基頻功率略有降低。應使用快速傅立葉轉換(FFT)監控測試頻率在所有相位變化下的基頻位準，對幅度進行微調，以確保ADC始終以相同的位準工作。此外，基頻功率的差異會導致結果不準確，說明ADC由於相位和基頻功率變得不準確而表現不佳。
圖2顯示同一元件以相同頻率工作，並使用亞德諾Visual Analog軟體獲得的兩個FFT讀數，圖2a和圖2b分別突顯當兩個輸入訊號之間的相位差為0o(圖2a)和20o(圖2b)時的基頻幅度差異，圖2b中的二次諧波功率有所提高。
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| 圖2 當兩個輸入訊號之間的相位差偏移20o(b)時，二次諧波(標記為2a)的功率提高。(a)為0o時二次諧波功率表現。 |
測試程序須確保偏移區間不變
要開始測試時，須先設置其中一個訊號發生器產生相位偏移等於0o的訊號，並設置另一個訊號發生器，使示波器顯示兩個相差180o的波形。這兩個波形的幅度彼此接近，頻率完全相同，使用示波器的數學功能(通道A+通道B)將得到一條基本上為0伏特的平坦直線。須注意，由於產生器本身存在誤差，因此不一定須設置完全相同的幅度。這裡的任何差異都是由訊號發生器本身相對於頻率的參考增益和相位誤差引起的，因此，必須使用示波器將相位或幅度誤差調零，從而盡可能降低測量誤差。接下來，可讓一個訊號產生器在0o相位偏移下掃描+30o～-30o，同時另一個訊號發生器的相位保持不變。
測試工程師須選擇某一基頻功率，然後在整個測試過程中維持該功率不變。本文試驗中，將各訊號產生器的基頻訊號功率設置為-6dBFS。設置基頻訊號的功率後，應利用示波器的數學功能檢查兩個訊號的相位和幅度，數學功能的峰峰值位準應盡可能接近0，一旦測量系統處於平衡狀態，就可使用該點作為0o錯相參考起始點。
測試應包括保存+30o～-30o範圍(相對於訊號相差180o時的參考點)內每一度錯相的ADC二次和三次諧波性能。當兩個訊號的相位差偏離180o時，載波訊號的功率會下降。因此，須利用兩個訊號產生器的輸出幅度，使基頻訊號的功率水準保持不變，並使用示波器確認訊號幅度，在時域中顯示經過任何調整之後的訊號。一旦採集到三十個資料點(1o偏移至30o偏移)，就可設置訊號產生器輸出位準，使其訊號再次相差180o，並且重新調整幅度，確保不發生任何未知的幅度或相位漂移，且對於從0o參考點開始的-1o～-30o偏移，重複上述程式。
在轉換器或其目標應用的有用頻寬內執行測量。本次試驗中，使用了2MHz、70MHz、170MHz和300MHz的輸入頻率，同時調整分路器前的濾波器頻寬，以支援測試訊號的適當頻寬。
測試結果
圖3顯示了從2M～300MHz輸入頻率的歸一化資料集合。低頻對相位不平衡的耐受能力高於高頻。此圖顯示諧波功率隨著頻率而提高。這些測量資料顯示的相對測量結果，目的不在於說明ADC的真實性能，而是讓工程師了解類比輸入訊號相位不平衡時的變化趨勢。
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| 圖3 低頻時的二次諧波功率低於高頻時的二次諧波功率 |
由於正向和負向的相位變化產生的結果相似，因此對正偏移和負偏移產生的諧波進行平均，並且歸一化到零點。通過試驗可以看出，隨著頻率升高，相位對器件的二次諧波性能有直接影響。
圖4以地形圖形式顯示相位偏差、類比輸入頻率和二次諧波性能之間的關係。隨著相位偏差增大，所有頻率的輸入訊號(dB)都下降，表現為輸入訊號的二次諧波幅度提高。相位偏差對三次諧波的影響遠小於對二次諧波的影響。無論是低頻還是高頻，轉換器的性能相對於任何相位偏差都是平坦的。
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| 圖4 二次諧波功率與頻率和相位偏差的關係 |
圖5以地形圖形式顯示三次諧波的平均性能。只須看刻度的差異，就能明白轉換器的三次諧波性能與頻率相位偏差的關係不像二次諧波那樣密切，這是因為ADC的奇數階非線性主要取決於轉換器對調整、校準、設計或製程限制的回應。
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| 圖5 諧波功率與頻率和相位偏移的關係說明：功率提高是相位偏移的結果，而不是頻率偏移的結果。 |
上述測量進一步證實，偶次階失真與平衡和對稱有關。同時還表明，為實現資料手冊所述的性能，前端輸入網路設計需要確保ADC類比輸入接腳的模擬輸入(通常表示為AIN+/–或VIN+/–)之間的相位偏差在±3～4o範圍內。
位於轉換器之前並連接到其類比輸入端的系統設計實現方案，無論是變壓器、抗混疊濾波器還是放大器驅動電路，對ADC性能的影響甚大。只要這些電路的輸出端提供的輸入訊號在連接到轉換器時處於良好的平衡狀態，就可望實現資料手冊所述的性能，且二次諧波不應成為系統動態範圍的限制因素。
(本文作者任職於亞德諾)