為升壓調節器選擇IC的過程與降壓調節器不同，主要區別在於所需輸出電流與調節器IC產品規格之間的關係。在降壓拓撲中，平均電感電流基本上與負載電流相同。而升壓拓撲的情形則不一樣，需要基於切換電流進行計算。本文介紹升壓調節器IC(具有內部MOSFET)或控制器IC(具有外部MOSFET)的選擇標準，與如何使用LTspice選擇合適的周邊元件以建構完整的升壓功率級。
切換電流的重要性
輸入電壓和輸出電壓是多少？這是選擇降壓或升壓DC-DC轉換器時要問的第一個問題。第二個問題是滿足預期負載所需的輸出電流是多少？雖然降壓和升壓的輸入和輸出問題相同，但二者選擇合適IC以滿足輸入和輸出要求的過程大不相同。
如果將降壓IC與升壓IC的產品選型表進行比較，可以看到升壓選擇過程與降壓選擇過程不同的第一個提示。圖1所示為一些內部電源切換降壓產品的選型表。可以看出輸出電流是主要選型參數之一。
圖1 將輸出電流顯示為選型參數的內部電源切換降壓產品選型表。
比較一下圖1(內部電源切換降壓產品選型表)與圖2(內部電源切換升壓產品選型表)。在升壓選型表中，輸出電流甚至沒有顯示為選型參數，而是為切換電流所取代。
圖2 切換電流代替輸出電流在升壓轉換器IC的產品選型表中顯示為參數。
升壓遵循不同規則的另一個提示是升壓的產品規格表中，有一個很重要的電流說明。如圖3所示為 LTC3621 單晶片降壓調節器的產品規格表，其中明確註明17V最大VIN和1A連續負載能力。
圖3 LTC3621降壓調節器產品手冊首頁顯示最大典型工作電壓和電流。
相較之下， LT8330 單晶片升壓調節器產品規格表則標明切換(內部功率MOSFET)的最大電壓(60V)和電流(1A)，而不是負載電流和輸入電壓的典型最大值，如圖4。
圖4 LT8330升壓調節器IC產品手冊首頁顯示最大電源切換能力。
為什麼有這樣的差別？在降壓調節器中，平均電感電流約等於輸出(負載)電流，而在升壓拓撲中並非如此。圖5為非同步升壓拓撲的簡化原理圖，圖6為非同步降壓拓撲的簡化原理圖。二者的D模組都是驅動功率MOSFET的PWM訊號，切換週期的操作週期由輸入和輸出電壓比決定。本文使用無損連續傳導模式(CCM)等式，因為其結果足夠接近。
圖5 非同步升壓。
圖6 非同步降壓調節器簡化原理圖。
透過使用LTspice，可清楚看到這兩種不同拓撲的輸入和輸出電流之間的差異。圖7顯示降壓調節器的基本開迴路設計，用於將12V輸入電壓轉換為3.3V輸出電壓，為電阻負載R1提供1A(3.3W)電流。PWM D模組透過V2浮動電源實現，因為需要VGATE >VSOURCE為N通道MOSFET M1建立傳導。V2用作PULSE電壓源以實現0V至5V脈衝，該脈衝從模擬的時間0開始，在5ns內從0V轉換為5V，再在5ns內返回，TON為550ns，而TP(完整切換週期)等於2µs。
圖7 在1A條件下從12V轉換為3.3V的降壓調節器開迴路拓撲，約3W設計。
運行圖7中電路的模擬後，可用探針探測L1和R1的電流。L1中的電流在充電和放電時呈三角形，這是因為M1根據TON(M1接通的時間)的時序和TOFF(M1斷開的時間)的時序切換。L1電流以500kHz切換頻率進行切換。可以看到電感電流為交流＋直流波形。從最小值0.866A(TOFF結束時)轉換為最大值1.144A(TON結束時)。當交流訊號尋找阻抗最小的路徑時，電流的交流部分流過輸出電容C2的ESR。這個交流電以及C2的充電和放電會導致產生輸出電壓漣波，而直流電則流過R2。
透過比較電感電流在負載電流之上和之下形成的三角形狀，圖8可以看到它們是相等的，簡單的代數計算如圖9顯示，平均電感電流等於負載電流。
圖8 降壓拓撲—電感電流和負載電流模擬示例。
圖9 平均電感電流等於負載電流。
搜索降壓調節器IC時，可假設產品手冊顯示的是最大允許輸出電流，因為IIN ≈IOUT，但升壓拓撲的情形並非如此。接著，看看圖10所示為0.275A或約3.3W時3.3V至12V輸出的開迴路升壓設計。此時，平均電感電流是多少？
圖10 升壓拓撲：3.3V至12V，約3.3W。
在圖11中，輸出電流是291mA，I(R2)的直流軌跡接近計算值。儘管模擬的負載電流為291mA，模擬顯示電感電流的平均值為945mA，峰值超過1A。這是輸出電流的3.6倍多。在TON期間(M2接通的時間，且L2上有V3電壓)，電感從最小值充電到最大值。在TON期間，D2斷開，負載電流由輸出電容提供。
圖11 0.275A時3.3V至12V的開環升壓的LTspice模擬結果。
在TON期間，電感與MOSFET串聯，因此流過輸入電感的任何電流都會流過開關。正因為如此，產品手冊規定可流過開關的最大電流ISW。為新設計選擇升壓IC時，應該了解通過開關的最大預期電流。
例如，為以下應用選擇升壓調節器：
•VIN =12V
•VOUT =48V
•IOUT =0.15A
為選擇正確的升壓調節器，需要找到平均輸入電流，這是在TON期間流過電感和MOSFET的電流。要找到此電流，可根據輸出功率和效率從輸出反向推導到輸入：
•POUT=VOUT ×IOUT =48V×0.15A=7.2W
•假設效率為0.85(如果有輸入和輸出參數與期望設計相似的效率曲線，則使用產品手冊中的值)。
•PIN =POUT/效率=7.2W/0.85=8.47W
•IIN_AV=平均輸入電流。這是在導通時間內在電感和開關中流動的平均電流，透過PIN/VIN =8.47W/12V=0.7A計算得出。
•同樣，IIN是平均電感電流，最大峰值電流將比IIN高1.15至1.20，從而提供30%至40%的漣波電流。因此，IPEAK =IIN ×1.2=0.7A×1.2=0.847A。
電晶體最大允許電壓和操作週期限制
產品規格表中通常會規定IC的VIN範圍―建議範圍和絕對最大值。在產品手冊中，具有內部電源開關的升壓調節器可能產生的最高輸出電壓表示為其最大VSW額定值。若使用外部MOSFET作為電源開關的升壓控制器，MOSFET產品手冊規定的VDS額定值就是限制最大輸出電壓的值。
如LT8330升壓調節器的輸入電壓範圍為3V至40V，絕對最大切換電壓為60V，固定切換頻率為2MHz。儘管60V絕對最大切換電壓額定值使該部件能產生60V升壓輸出，但較佳做法是保持低於這個值至少2V。
輸出電壓也受操作週期的限制。透過使用LT8330從12V轉換為48V，CCM忽略二極體壓降獲得高轉換比，可從輸入和輸出電壓計算出操作週期：
D=(VO －VIN)/VO =(48V－12V)/48V=0.75或75%
檢查IC是否能在所需操作週期下工作。
IC最小操作週期計算公式如下：
DMIN =最小TON(MAX) × fSW(MAX)
IC最大操作週期計算公式如下：
DMAX =1–(最小TOFF(MAX) ×fSW(MAX))
最小TON和最小TOFF可在產品手冊的電氣特性表中找到。可使用該表中「最小值」、「類型」和「最大值」欄中的最大值。使用LT8330的公布值和DMIN和DMAX等式，即可得出DMIN = 0.225，DMAX = 0.86。從結果可以看到，LT8330應能夠從12V轉換為48V，因為設計要求操作週期為0.75。
使用LTspice了解周邊應力
圖12中所示的原理圖實現之前介紹的設計概念，在支援150mA負載的12V輸入到48V輸出轉換器中採用LT8330。
圖12 12V至48V轉換器中用於150mA負載電流的LT8330。
從LTspice模擬，可以繪製並測量多種參數。可幫助使用者選擇IC的參數。
VSW 和操作週期
運行模擬後，可將SW節點行為視為一個波形，了解切換期間電源開關上存在什麼電壓。為此，請將滑鼠懸停在SW節點上，使十字游標變成一個紅色電壓探針。點擊即可在波形檢視器上繪製切換節點行為。所得圖形對應於內部功率MOSFET的漏極。
正如預期，當MOSFET接通時，電壓電勢接近底層，但更重要的是，在TOFF期間，MOSFET斷開，漏極電壓受輸出電壓和二極體壓降的影響。現在可知道MOSFET的VDS上的應力是多少。如果選擇使用外部MOSFET作為電源開關的控制器設計，則所選MOSFET的VDS額定值應為60V。
在LTspice波形檢視器中，可使用游標進行水平和垂直測量，類似於示波器上的游標。要調用游標，請點擊LTspice波形檢視器中的V(sw)標籤。這會將第一個游標附加到軌跡上，再次點擊可將第二個游標附加到同一軌跡上。或者，右擊此標籤，然後選擇給定探測軌跡所需的游標。使用這些游標可測量TON，並透過TON除以週期計算得出操作週期。
TPERIOD =TON +TOFF =1/fSW。之前，筆者計算此值為75%或0.75。使用LTspice，得出的值約為373ns。LT8330使用2MHz的固定切換頻率，因此TP =1/2e6=500ns，操作週期為373ns/500ns=0.746。
電感上的峰值電流和電壓
要為升壓應用選擇電感，需要了解電感是否能處理所要應對的電流和電壓，即峰值電感電流以及TON和TOFF電壓。這個也可以在LTspice中使用差分探針估算出。要對電感進行差分探測，請將滑鼠懸停在IN節點上，這時十字游標將變成一個紅色探針。點擊並拖動滑鼠至SW節點。游標顏色會變為黑色。停在第二個節點上時鬆開滑鼠。
在圖13中，在電感上對節點IN和SW之間的電壓進行差分探測。在TON期間，MOSFET導通，電感右側接地，而左側在VIN處，使得電感上的電壓在TON期間為12V。在TOFF期間，MOSFET斷開，電感的右側置於48V，而左側在TON期間在VIN處。由於差分探針從VIN中減去VSW，得到－36V，但符號現在無關緊要。重要的是電感在12V和36V之間變化。
圖13 穩定狀態下通過電感的電壓和電流。
在TON期間，電感上的電壓吸取正di/dt，即藍色I(L1)圖的斜率。此軌跡的最大點是IPEAK，計算得出0.847A。透過使用LTspice，可以看到峰值電流約為866mA。
要正確選擇具有足夠額定電流(IR)和飽和電流(ISAT)的電感，一定要了解這個峰值電流。IR更多的是關於在規定電流下產生多少熱，而ISAT適用於調用短路保護的事件。如果使用具有內部MOSFET的調節器，(ISAT >調節器限流值)，並且控制器與外部MOSFET配合使用，則在觸發限流值時，(ISAT >峰值電感值)。
務必注意，此處所述升壓拓撲的電感或二極體沒有限流值。如果開關未使用，或者IC斷開，則輸入和輸出之間有直接路徑。有些IC提供額外保護功能，如關斷時輸出斷開、浪湧電流限制，以及解決此直接輸入到輸出連接問題的其他功能，例如LTC3122 和 LTC3539。
為了提高效率，應使用具有低DCR(直流電阻)和低磁芯損耗的電感。電感產品手冊中標明瞭特定溫度下的DCR，它隨溫度上升並具有容差。透過PINDUCTOR_LOSS =IIN_AV²×DCR，可輕鬆計算出直流損耗，而交流損耗和磁芯損耗可在製造商的模擬或其他文檔中搜尋。LTspice可對功率求積分來計算出相關的功耗。為LTspice提供電感記錄的DCR和其他已知寄生參數可提高LTspice模擬精度。
通過二極體的電流和電壓
圖14顯示二極體VSW,OUT上的模擬差分電壓、二極體正向電流I(D1)和電感電流I(L1)。當開關接通(TON期間)時，陽極接近地，陰極在輸出電壓處，因此二極體將反向偏置，暴露在其最大電壓(即VOUT)下。第一項標準是，選擇VRRM(最大峰值重複反向電壓)高於VOUT的二極體。
圖14 二極體電壓和電流以及電感中的電流。
電感的峰值電流在MOSFET關斷後、TOFF期間開始時流過二極體，因此二極體峰值電流與電感峰值電流相同。二極體產品手冊中包括一個稱為IFRM(重複峰值正向電流)的參數，以時長和操作週期指定。此參數通常比二極體能夠提供的平均電流要高。
模擬完成後，LTspice可對波形檢視器中所有波形求積分來得出rms和平均值，並使用同樣的計算方式，計算二極體將處理的平均電流。首先放大欲求積分的波形部分，透過縮放設定積分邊界。在本例中可縮放以涵蓋大量穩定狀態週期。欲設定積分邊界，請選擇一個穩定狀態的時間段並將滑鼠停在圖形名稱上。如圖19所示的積分結果涵蓋0.75ms或超過1,000個週期。游標會變成手形圖示。按CTRL鍵並點擊以調用波形檢視器的積分窗口。
圖15中所示的積分對話方塊顯示通過二極體的平均電流為150mA。此值應小於最大平均正向電流IF(AV)，該電流是二極體產品手冊中在特定溫度下規定的規格值。
圖15 對穩定狀態下的二極體電流求積分可得到IF(AV)和I(RMS)值。
二極體功耗
二極體的功耗也可透過模擬計算，如圖16。二極體產品手冊中指定25℃下的總功耗PTOT(總功率)和結點至環境的熱阻RTH。在LTspice中，將游標懸停在二極體上，波形檢視器上便可顯示功耗。將游標懸停在分立式元件或電壓源上時，游標將變成電流探針。按ALT鍵可將游標變為溫度計，點擊可顯示二極體的模擬功耗。放大穩態操作，使用與前面所述的求二極體電流積分相同的程式求波形的積分。二極體功率容量包含二極體上的電壓和流過的電流。
圖16 對二極體功耗求積分可得到平均功耗。
二極體的一些電容在其導通期間充電。當二極體不再導通時，必須放掉累積的電荷。這種阻尼電荷移動會導致功率損耗，因此建議選擇低電容值。此電容值隨二極體的反向電壓而變化，二極體產品手冊中應包括顯示此效應的圖形。此內部電容在二極體產品手冊中通常顯示為Cd，在LTspice資料庫中顯示為Cjo。使用低電容二極體降低對最大反向恢復電流的要求，進而提高效率。圖17顯示關於恢復電流有關內容。
圖17 二極體放電時產生反向恢復尖峰。該值越低，功耗越低。此電容隨電壓而變化。(a) 二極體反向恢復電流尖峰。(b) 放大二極體反向恢復電流尖峰。
LTspice可為升壓轉換器選擇合適元件
選擇升壓IC時，應從輸出開始。從所需的輸出電壓和負載電流反向推導以找到輸入功率，並將效率考慮在內。由此，確定平均和峰值輸入電流值。在升壓轉換器中，電感中流動的平均電流高於負載電流，使得IC選擇過程與降壓轉換器不同。為升壓轉換器選擇合適的額定元件需要了解調節器峰值和平均電壓與電流，使用LTspice可確定其值。
(本文作者為ADI資深現場應用工程師)