取代線性穩壓器　切換降壓穩壓器大勢所趨

伴隨這些先進設備而來的，是對於更高處理速度的需求。因此，現今的汽車整合高效能微處理器(MCU)及數位訊號處理器(DSP)，這兩個元件需求的核心電壓下降至1伏特，電流則上升至5安培。介於6～40伏特之間的汽車電池產生如此的電壓及電流將面臨許多難題，其中一項是達到電磁相容性(EMC)測試的嚴格標準。線性穩壓器曾是將汽車電池轉換為調節的源極電壓所使用的主要方法，現在則已經不合時宜。更準確地說，線性穩壓器無法滿足輸出電壓下降、負載電流增加的目標，切換穩壓器則愈來愈受到廣泛使用，然而這也產生對電磁干擾(EMI)擾動微波及安全性關鍵系統的關注議題。本文將以沒有複雜數學運算的直覺方式，探討成功實作切換穩壓器的基本考量，其中探討的主要考量包括迴轉率控制、濾波器設計、元件選用、配置、雜訊擴散及屏蔽。  

迴轉率控制可減少雜訊  

本文的目的在於不須完全了解複雜的EMI，即可嘗試設計EMI相容的切換穩壓器。事實上，與 EMI有關的所有問題都是起因於未完全達到切換穩壓器內電壓與電流變化的速率，以及與電路板訊號線上或元件內寄生電路元件的互動方式。以一個200kHz切換降壓穩壓器為例，其將汽車電池的14伏特額定電壓降壓到5伏特，並產生5安培的電流，若要達到可觀的效率，切換節點的電壓迴轉率應該只占通導時間(On-time)的一小部分，如十二分之一以下。持續傳導模式(CCM)下運作的降壓轉換器通導時間為D/fsw，其中D是負載週期或脈衝寬度調變(PWM)訊號開啟時間與整段時間的百分比值，而fsw是轉換器的切換頻率。  

對於以CCM運作的降壓轉換器來說，電感電流一直是非零的正電流。在此情況下，一個好的負載週期近似值為D=Vout/Vin，在本例中為38%(5伏特/14伏特)。使用200kHz的切換頻率時，可很快計算出通導時間為1.8微秒(μs)，為支援此頻率，控制開關的升降時間必須小於90奈秒(ns)，這方式可導引到第一個減少雜訊的方法，也就是迴轉率控制，可透過了解與PWM切換節點有關的諧波，也就是切換穩壓器的控制波形來理解。若將此波形以圖1a中所示的梯形表示，波形的諧波便能夠以圖1b中的內容表示，其中顯現出EMI背後的驅動因素。此一傅立葉包絡定義了可透過傅立葉分析或計算梯形波形通導時間及上升時間取得的諧波振幅。

圖1　a與b梯形波形與相應的傅立葉包絡

檢視頻域時，可看出相等升降時間的梯形波形是由不同的諧波訊號所組成，這些訊號存在於週期訊號基頻(Fundamental Frequency)的整數倍數。值得注意的是，各諧波的能量會在1/(p×t)的第一個轉折點(通導時間)減至20dB/dec，並且在1/(p×tr)的第二個轉折點減至40dB/dec，因此，限制切換波形的迴轉率會對減少放射量具有重大影響，透過這項探討，應能清楚呈現降低運作頻率，也有利於減少放射量。  

AM頻段/負載週期亦須考量  

汽車EMI規範的其中一個較困難之處與調幅(AM)頻段有關。此頻段從500kHz開始，一直持續到2MHz，正好是切換穩壓器常見的頻率。由於梯形波形的最高能量元件是基頻(假設沒有任何電路板諧振)，因此最好在AM頻段之上或之下運作。  

另一項重要考量是，若負載週期剛好是50%，複雜梯形切換波形的所有能量會以奇數諧波如1、3、5、7等呈現。因此，以50%負載週期運作是最壞的情況。在50%之上或之下的負載週期，因為會出現偶數諧波，因此會發生自然的EMI擴散。  

電源排線傳入交流電將產生EMI  

設計人員可將EMI視為不適宜的能量，而這個能量不需要太多就有可能違反放射標準。事實上，EMI是相當低的能量效應，如在1MHz的狀況下，只要20奈瓦(nW)的EMI便會違反美國聯邦通訊傳播委員會(FCC)對於傳導放射的規範。傳導放射是以頻譜分析儀監測輸入來源的高頻率元件而測得，線路阻抗穩定網路(LISN)可做為切換穩壓器的低阻抗，以及進入頻譜分析儀線路雜訊的高通濾波器，因此，切換穩壓器的輸入是下一個須注意之處。  

造成汽車出現EMI的其中一個主因是切換穩壓器在電源排線傳入交流電(AC)。這些變化的電流本身具有輻射放射及傳導放射的各種波形，如在非隔離式升壓轉換器中，圖2a所示的輸入電容(C2)及升壓電感(L1)形成阻絕放射到線路的單向EMI濾波器。然而，此輸入電流有一個AC三角波形，可用傅利葉方程式擴展開，如圖2b的粗黑訊號線所示。

圖2　a與b升壓轉換器及具備與不具備LC輸入濾波器的線路電流傅立業方程式擴展

只要加入L2及C2，波形便會變得更像正弦曲線，而能量會重新調整為相當低的高頻率峰值。不過，如果未能正確設計輸入濾波器，則會將雜訊放大而造成控制迴路不穩定。因此，了解濾波器設計的概念，對於優化濾波器回應及成本相當重要，廠商推出的SPICE頻率響應分析(AC)軟體可有效了解濾波器行為。  

無論是設計降壓或升壓電源供應，「差動模式」濾波器或Pi型濾波器(Pi-filter)都相當實用，其能夠避免EMI雜訊進入線路及輻射和/或傳導雜訊。須注意的是，與濾波器元件相關的跨繞線終端電容(Iinter-winding Terminal Capacitance)及電容器等效串聯電阻(ESR)等寄生元件會明顯影響諧波的衰減，因此應該審慎考量。  

選用正確元件為關鍵  

元件選用是設計EMI相容切換穩壓器的關鍵部分，如屏蔽的電感有助於縮小會輻射且耦合成為互感及高阻抗電路(例如PWM控制器的輸入錯誤放大器)的雜散漏損磁場(Stray Leakage Fields)。  

具有軟反向或低反向復原特性的二極體，當其從傳導狀態變成阻絕狀態時，能夠將與二極體有關的高電流突波降至最低。這些峰值電流會與寄生電感產生作用，而在會超出100MHz的切換節點造成振盪，並且對EMC試驗造成極不良的影響。雖然不在本文的範圍內，不過須附帶說明，不當選用切換穩壓器的迴路補償元件，會使EMI加劇，若未正確補償電源供應，輸出漣波及不穩定現象會使得雜訊增加，經過適當補償的電源供應是達到良好雜訊效能的關鍵。  

元件配置/電流路徑可降低EMI  

現在須要處理EMI相容切換穩壓器最容易控制的必要層面，也就是電路訊號線路徑及元件配置，其中元件配置會相當程度影響電路訊號線路徑。前文曾說過EMI是不適宜的能量，而且變化的電流及電壓會透過寄生電容、互感或空中耦合到敏感電路如高阻抗，因此，對於將來源的放射量降至最低，元件配置及電流路徑具有重要的效用。  

在電源供應的適當配置中，必須將高電流導體的迴路部分縮至最小。如此能將作為天線來源且發射能量的電感縮至最小，其中一個層面是有效放置元件及選用去耦合電容。圖3顯示同步降壓轉換器的輸出功率級與濾波器，其中C3將功率級去耦合，以便在Q2啟動時提供低阻抗來源。為了將輻射發射量降至最低，必須如圖3所示連接C3，其中電容的固有阻抗、電路訊號線及透過電感的互連均縮至最小，另外，也需要X7R之類高自諧頻率的高品質電容介電。

圖3　功率級去耦合，亦即將C3迴路區域縮至最小。

外部屏蔽可轉移輻射電廠發射量  

本文將說明的最後幾項技術是雜訊屏蔽及雜訊擴散，這些可在運用前文討論的技術後用來提升雜訊容限。若始終未達到EMC標準或雜訊容限不足，則需要外部屏蔽轉移輻射電場發射量，以免此輻射電廠發射量傳輸到EMC接收器天線。 散熱器或磁性核心等表面出現切換電壓時，會產生電場，其行為和天線相似，通常透過導電機殼即可屏蔽電場，其中的導電材質可將電場轉換為電流，以阻絕電場。當然，其中也必須有此電流的路徑，而此路徑一般是接地，但是，此電流轉換成整個傳導雜訊能量，須要以濾波器加以解決。外部磁場屏蔽較具挑戰性(成本高)，而且在較高頻率時的效果不佳，因此，應該審慎設計磁性及電路板迴路部分控制洩露磁場。  

擴展頻譜為最終方式  

最後，本文將探討另一項愈來愈受廣泛使用的技術，能夠將峰值諧波能量散布於較大的頻帶，以有效降低該能量。此一技術稱為展頻頻率抖動(SSFD)，能透過諧波峰值的降低，將雜訊從窄頻變成寬頻，以改變雜訊頻譜。其中必須了解能量頻譜雖然改變，但整體的能量還是維持不變，最終的重大結果是雜訊位準一般會增加，而損及高傳真系統，圖4顯示發生的諧波擴展及峰值降低。一般降低的幅度為5～10dB，後續的諧波會增加峰值降低的幅度。

圖4　利用展頻技術降低諧波峰值

設計人員可以花一段很長的時間了解EMI的複雜度，但是設計EMI相容的切換穩壓器只須了解應用電路及少數基本電路設計屬性及波形分析。無論是設計不使用電池的汽車用切換穩壓器或複雜的PEV電池充電器，設計EMI相容的切換穩壓器都須了解Maxwell方程式的概念。幸好對於大多數人而言，此方程式並未涉及偏微分方程式，只須注意快速變換電壓/電流時出現的磁場及電場，並了解本文所述的技術即可。  

(本文作者任職於德州儀器)