功率密度/效率再攀高峰　氮化鎵推升伺服器/電信設備極限

已經上市的寬能隙功率半導體，從元件參數來看，各方面表現都更為優越，很多設計者自然想問：要是用寬能隙元件來構建系統解決方案，其密度和效率能提升多少？必須搭配更複雜的拓撲結構和控制方案的矽基解決方案，表現又能有寬能隙功率半導體的幾成？本文從伺服器電源和電信兩大應用領域著手，試圖提出解答。

GaN HEMT是一種水平式功率元件，柵極電荷和輸出電荷會比矽元件功率晶體(MOSFET)低一個量級。加上它幾乎為零的反向恢復電荷，可以做到元件反向導通的硬換流(Hard Commutation)。因此，使用氮化鎵，就能配合更簡單的拓撲結構，讓控制方法更能在軟開關和(部分)硬開關之間無縫切換。雖然具有硬換流的拓撲可以用於低壓和中壓等級的矽基功率元件，但卻不適用於超接面元件這種600V的元件技術，以免過大功率損耗和電壓過衝。在不考慮使用寬能隙元件的拓撲下，AC-DC應用的設計者仍可選擇三種可能的拓撲：單端拓撲結構，例如升壓換流器作為功率因數修正功率級；圖騰柱功率因數校正(PFC)採特殊控制方法避免硬換流，如三角電流模式(TCM)操作；或者使用串接式(Cascaded)轉換器結構，將電壓應力分布到幾個串聯的轉換器。

單端拓撲的效率常常無法滿足效率需求，而雙升壓(Dual Boost)等替代解決方案的體積或成本又常常過大。此外，串接式轉換器解決方案雖然在效率和密度方面都可達到目標[1]，但其控制方式仍嫌複雜，致使其只能適用於大功率輸出應用。

在GaN HEMT問世後，使用各種GaN HEMT結合相對簡單的無橋式PFC電路架構，如圖騰柱PFC電就是對設計者而言能最快速能達到效率要求的方式。本文內容主要在透過就元件特性及拓撲探討GaN HEMT的應用價值。

元件概念

伺服器和電信目前廣泛使用的是以矽基材料為主的超接面(Superjunction)元件。在說明GaN HEMT的優點之前，先來看看超接面元件及GaN HEMT的元件特性。

超接面元件經過十多年的持續發展，導通電阻[2]不斷減低，持續減少元件的電容，使元件切換速度更快。

如圖1所示為三個世代的超接面功率晶體與e-mode GaN HEMT輸出電容特性的發展趨勢。圖2則顯示儲存在輸出電容中的能量。

雖然GaN在低電壓時，輸出電容明顯較低，但輸出電容所存儲的能量與超接面元件相對接近。由於這種能量在每個開關週期中以熱的形式耗散，因此該圖明顯顯示，基於半橋的電路才是氮化鎵的用武之地，並且只限於單端拓撲。

圖3比較了輸出電容所存儲的電荷，這是軟開關轉換的關鍵參數之一。

在單端拓撲中，EOSS參數用於控制損耗機制，而基於半橋的電路則由儲存在輸出電容[3]中的電荷和反向恢復電荷控制損耗。雖然超接面元件針對極低的EOSS品質因數(FOM)進行了優化，但GaN HEMT的QOSS FOM更為出色，第一代產品已經超出矽產品一個數量級。

應用示例

伺服器電源

雲端互聯網服務、人工智慧和加密貨幣的出現，激發全球資料中心的處理能力大幅增長。由於資料中心也面臨電力和房地產價格上漲的壓力，因此更高效而緊湊的伺服器電源逐漸成為首選。新型電源不僅可以降低伺服器的功耗，而且熱耗更低，減少伺服器散熱等方面的二次成本。

通常，最先進的高效電源由無橋PFC級(如圖騰柱級)和諧振DC-DC級(如LLC換流器)組成(見圖4)。12V的輸出電壓多半使用中心抽頭變壓器，48V系統則應考慮全波橋式整流。伺服器電源的規格如表1所示。

・12V伺服器電源

目前資料中心運營商多數都在12V DC輸入端運行伺服器板。在傳統架構中，不斷電供應系統(UPS)將在整個資料中心為兩個獨立的交流分配方案提供備用電源。在典型的伺服器板中，兩個AC-DC電源相互之間提供冗餘，每個電源足以滿足伺服器板的全部電力需求。

為了降低運營成本，以及通過增加每個機架有效負載來節省資本支出，這樣的需求將推動兩大轉變：首先，機架級的本地電力儲存切斷了來自電力潮流端的UPS，其次，從基於伺服器的電源轉換到基於機架的電源，將冗餘從1+1減少到n+1，從而節省成本。這兩種趨勢都有利於在給定的模組封裝下提高輸出功率。因此，本研究的重點是分析GaN HEMT對功率密度的益處。

使用無橋拓撲結構，在本例中矽開關和GaN HEMT採用的都是圖騰柱配置。矽元件必須在三角導通模式(TCM)中操作，而GaN HEMT則可以選擇不同的控制方案。在硬開關和軟開關中操作GaN開關的能力允許圖騰柱整流器以連續導通模式(CCM)、TCM或最佳調頻(OFM)進行操作。OFM是電網週期內硬切換和軟切換之間的無縫轉換，這具體取決於功率電平和/或電網電壓[4]。

圖5比較了在TCM中操作的矽圖騰柱整流器級(包括EMI濾波器)，和在TCM或CCM中操作的GaN圖騰柱級的優化結果。兩種系統都對額定功率的50%進行了優化，並在額定工作電壓下進行評估。結果考慮了包括PCB在內的功率電子元件的體積以及元件之間的額外空間，不包括外殼和控制/輔助電子設備。結果清楚表明，基於氮化鎵設計的性能更出色，在功率密度高時差距更明顯。分析了使用氮化鎵電晶體的設計後可知，TCM與CCM相比，前者在最高的功率密度範疇中具有優勢。

同樣地，LLC級也對矽和氮化鎵半導體進行了優化。結果如圖6所示。可以看出，氮化鎵同時提高了效率和功率密度。

最後，整個系統的優化結果如圖7所示。結果包括所有電力電子元件、輔助電子元件、PCB以及20%的附加體積，增加這些體積是以防元件放置的位置空間不足。不包括連接器和帶支座的外殼。

結果清楚地表明在給定的模組封裝中朝向3kW的路徑，例如68mm×41mm×184mm尺寸，在此類封裝尺寸中的輸出功率幾乎翻倍。現有解決方案在這種模組封裝中的功率可達1,600W，與此相比，不僅將功率增加了近一倍，而且在不增加電源散熱能力的情況下平均提高了4%的效率(見圖8)。

・48V伺服器電源

人工智慧開始廣泛用於電腦科學，加上相應神經網路的訓練，計算架構已從純粹基於CPU的伺服器轉移到用途更專精、且具備極高平行資料處理能力的平台，例如採用GPU。由於這一趨勢，現在每個機架的耗電量大約增加了兩倍，即20kW以上。耗電量如此高，已經無法繼續以傳統的12V配電線路來經濟實惠地加以處理。以48V而不是12V進行機架內部的功率分配，這種解決方案未來將更為普遍。由於48V伺服器電源針對總體擁有成本(TCO)進行了優化，因此在這些系統中，GaN的性能完全是從效率的角度進行評估的。

比較時參考Prat=3kW的工業48V矽基電源。該電源在額定功率的一半時的峰值效率為97.1%，功率密度約為33W/in3。這類電源通常包括雙升壓AC-DC整流級，其後是LLC。

作為改進的第一步，AC-DC級可以改為具有一個高頻橋臂的圖騰柱整流器。要做到這一點，可以在高頻橋臂中使用GaN開關(RDS(on)25，最大=70mΩ)並在低頻橋臂中使用具有超低導通狀態電阻的超接面MOSFET。如前所述，GaN HEMT提供了不同調變方案的選擇。

圖9顯示了CCM在額定工作電壓(Vin=230V, Vout=48V)和50%功率水準下可實現的CCM操作Pareto最適解。

提高AC-DC級效率的第二步有以下幾種可能性：

1. 在圖騰柱中使用兩個交錯的高頻橋臂

2. 增加高頻和低頻開關的晶片面積

3. 在TCM中操作圖騰柱

分析不同方案的成本後，發現採用CCM控制交叉設置兩個高頻橋臂，成本效益改進最多。這使得每個高頻橋臂的平均電流減少了2倍，其中有兩個主要好處：

1. 減少的RMS電流顯著降低了每個高頻分支(即電感器和GaN開關)中的傳到損耗。

2. 當高頻電流紋波(峰值-峰值)超出平均電流兩倍或更高時，就更容易達到自然零電壓切換(ZVS)，從而減少開關損耗。

性能改進如圖9所示，覆蓋不透明的Pareto最適解。通過在整個網格週期內引入TCM來實現ZVS，可以增加晶片面積，進一步降低傳導損耗。然而，這種做法相當昂貴，因為增加晶片面積，以及為了通過細絞線提高紋波電流而改進升壓電感會顯著增加成本，控制也大為複雜，在所考慮的功率密度水準下，改善潛力僅達約0.1%。因此，CCM控制是高效驅動換流器設計的一種選擇。

在LLC級，也有幾個改進選擇。同樣，優化流程是基於使用31mΩ快速體二極體超接面元件的工業設計，開關頻率相對較低。

作為第一項措施，初級側半橋配備35mΩ GaN開關。利用開關上一個量級較低的QOSS電荷來優化調諧回路，系統效率可提高約0.3%，包括調整諧振頻率和磁化電感。

除此之外，使用配有串聯初級繞組和並聯次級繞組的兩個磁芯，將變壓器配置改變為矩陣結構，可以進一步將效率提高0.3%。這種方法在轉換效率方面的優勢有：

1. 將單個變壓器配置的高輸出電流在兩個輸出端之間分配。假設兩種配置的終端電阻相近，使用矩陣變壓器設置可以顯著降低總終端損耗。

2. 由於每個變壓器中的電流較低，因此也會減少每個變壓器中導致鄰近效應損耗的電場。

3. 使用兩個同步整流級讓同步整流MOSFET損耗的空間分散，對散熱而言特別有益。

矩陣變壓器配置的輸入串聯-輸出並聯連接本身是穩定的，因為它可以保證在串聯的初級端子之間平均分配初級電壓，以及在變壓器次級端子之間平均分配輸出電流。必須注意降低每個變壓器的漏電感，以免影響LLC的諧振。採取這個步驟，系統總成本僅略微增加。

為了進一步提高性能，變壓器的次級側可以從中心抽頭變為全橋整流電路。一方面，這樣可以改善變壓器中銅的利用率，另一方面則可使用電壓額定值較低的同步整流MOSFET，從而提升FOM。利用這種配置，可以進一步降低變壓器和同步整流損耗，但系統成本會上漲。

通過將PFC(即在CCM操作中採用70mΩ GaN HEMT的兩個交錯高頻橋臂)和LLC級(即初級側和矩陣變壓器配置上的35mΩ GaN HEMT)最具成本效益的性能改進方案相結合，總系統峰值效率可提高0.8~0.9%，達到約98.2~98.3%。如果充分發揮所有可用性能改進方法的潛力，整個系統的效率可提高至98.5%，功率密度約為30至35W/in3。

電信

雲端互聯網服務的快速增長不僅推動資料中心發展，同樣也影響了電信基礎設施。由於資料流量增加和對更高頻寬的需求，連接行動世界和超大規模資料中心的電信基站變得越來越重要。由於現有的電信網站在5G推出過程中可能要服務多個天線，因此網站配電和整體功耗越來越受到關注。

雖然近年來電信應用中380V直流電源被廣為採用，但大部分電信設備仍然使用48V的電源，在大多數情況下是具有抑制腐蝕的負電壓。與前幾章所述、輸出電壓固定的伺服器電源相比，電信電源的輸出電壓範圍通常為40~60V，並且多半沒有ORing MOSFET。另一個不同之處在於負載配置，即電信電源運行時的額定功率多半在30~50%之間，而超大規模伺服器電源運行時的額定功率一般則介於50~70%。這導致了不同的優化目標，更加注重30~50%負載範圍內的效率。

接下來，將在3kW電信電源中比較GaN HEMT與最佳的矽解決方案，分別可達到的最高性能。所選的拓撲結構與伺服器電源相同，由圖騰柱PFC組成，它可以在使用GaN HEMT的CCM中運行，也可以在使用Si MOSFET的TCM中運行，其後為LLC DC-DC換流器。為此，兩個系統都通過對50%額定功率的多目標優化進行了優化，並在輸入電壓為230V和輸出電壓為48V的情況下進行了評估。在GaN設計中，低頻圖騰柱返回路徑開關除外，所有高壓開關均為GaN HEMT，兩種情況均為17mΩ C7 MOSFET(IPZ60R017C7)。LLC次級側的低壓開關是全橋整流器，在兩種情況下都是80V OptiMOS 5 MOSFET(BSC030N08NS5)，最多可並聯三個元件。為了在系統中公平比較兩種600V元件技術，而不是由於更大的RDS(on)值組合而有所偏頗，高壓開關只採用70mΩ元件，即CoolGaN(IGT60R070D1)和CoolMOS CFD7(IPW60R070CFD7)。作為優化參數，元件最多可並聯三個元件，從而產生70mΩ、35mΩ和23mΩ的有效RDS(on)值。在優化期間變化的其他參數與本文伺服器部分中描述的參數類似，包括但不限於：PFC中的高頻支路的數量、並聯PFC和LLC級的數量、矩陣配置中連接的變壓器數量以及開關頻率。

優化結果如圖12所示，與最佳的矽解決方案相比，GaN HEMT在3kW電信電源中可實現的性能增益穩定保持在0.1%和0.3%之間。GaN在圖中看不出來的另一優勢，在於設計簡單，因為GaN設計中的PFC級採用CCM調變，比起需要檢測零電流開關事件的TCM調變，所需的控制與測量更少。

結果表明，基於GaN的解決方案具有明顯的系統優勢，效率優勢在0.3%的範圍內，複雜程度明顯降低。特別是PFC級將使用CCM調變以固定頻率的GaN元件運行，AC紋波一般較高，以促進自然ZVS切換至少部分地跨越正弦變化的輸入電壓和不同的負載條件。

對Pareto優化設計而言，在功率密度在30~40W/inch3的商業開發的範圍內的PFC級使用Si和GaN的一個主要區別為，矽的TCM調變會導致升壓電感電流波動較大、RMS值偏高。這需要將兩個高頻圖騰柱分支交叉，以減少輸入電流紋波並減小EMI濾波器的尺寸。相比之下，CCM控制的GaN PFC級，只有一個高頻圖騰柱支路，其設計在系統層面上不但可行，而且可以通過節省磁性元件等方面來推低成本。

在LLC級，基於GaN-HEMT的設計，軟開關所需的磁化電流較低，延遲時間更短。另外，對於相同的磁化電流，可以在系統中加入更多並聯GaN開關。兩種替代方案都可以利用GaN減少在LLC級的損耗。優化結果表明，矽基和氮化鎵基的設計都受益於2級矩陣變壓器配置，其中初級繞組為串聯，次級繞組為並聯。此外，全橋整流的效果好於中心抽頭結構。基於Si的設計，其開關頻率通常在100kHz左右，而基於GaN的設計則為150kHz。

效率/功率齊上升　GaN HEMT聲勢鵲起

應用研究表明，e-mode GaN HEMT能雙雙推升效率和功率密度，在高功率設計中具有明顯的應用價值。本文證明48V伺服器的效率可以達到98.5%，12V伺服器的密度超過80W/in3，能大大節約運營成本和資本支出。此外，GaN具有硬切換能力，可使用更簡單的控制方案，例如PFC中的CCM調變，同時與次優的Si替代方案相比性能更占優勢。

(本文作者為英飛凌功率半導體和系統工程主要負責人、英飛凌應用工程首席專家)

首圖來源：Nokia