去除混附訊號相依性有妙方　RF收發器增強波束成形天線戰力

在大型數位波束成形天線方面，透過波束成形處理多個分散波形產生器與接收器的訊號，藉以改進動態範圍是各界廣泛採納的作法。如果能讓相關誤差項目之間沒有相關性，包括雜訊與混附波，那麼動態範圍就能獲得10logN幅度的提升。這裡的N，代表波形產生器或接收器頻道的數量。由於雜訊本質上屬於高度隨機性的程序，適合用來追蹤相關/非相關性的雜訊來源。然而，混附訊號卻也會讓人難以判斷如何強制去除各混附波之間的相依性。因此，若有設計方法能強制去除混附訊號的相依性，對相位陣列系統架構而言就極具價值。

本文即將探討先前公開的技巧，藉由偏置(Offsetting)本地振盪器的頻率以及針對此偏置進行數位補償的手法，強制去除各混附訊號之間的相依性。同時，本文將以亞德諾半導體(ADI)射頻整合收發器為例，闡述其搭載的內建功能促成這方面的能力。

傳統去除混附波之間相依性方法

各界知悉強制去除相位陣列中混附波相依性的方法已有一段時日，首次公布可追溯到2002年，當時公布了一種通用的方法來確保去除接收器混附波的相依性。在這項方法中，透過各界知悉的方式來修改各接收器的訊號，接著訊號經過接收器的非線性元件處理之後就會失真。在接收器輸出端，先前在接收器進行的修改會被反轉(Inverted)，想得到的訊號會變得同調或相依，但已經失真的部分便無法復原。在其測試中建置的修改方法，是將每個本地振盪器(LO)的頻率合成器設定成一個不同的頻率，之後在數位處理過程中透過數值控振盪器(NCO)進行數位調協，藉此進行修正。此外業界也公布了許多其他方法[2, 3]。

經過多年的發展，業界已有能力把整個收發器子系統整合成單一晶片，嵌入在收發器產品的可編程功能就能執行去除混附波相依性的作業[1]。

收發器功能促成去除混附波相依性

圖1顯示射頻整合收發器的功能模組圖表，每個波形產生器或接收器都採用一種直接轉換架構進行建置。本地振盪器的頻率方面，可針對每顆IC單獨設定。數位處理的部分，包括運用NCO進行數位升頻/降頻轉換，也可在各IC上進行單獨設定[5]。

緊接著，本文將要展示一種方法，其用來強制去除多個收發器上出現混附波的相依性，第一步是藉由設定內建鎖相迴路(PLL)來偏置本地振盪器的頻率，接著對NCO的頻率進行數位補償，以抵銷掉剛才套用的LO頻率偏移。透過調整收發器IC內部的兩項特徵，從收發器傳出的資料就無須偏置頻率，而所有頻率轉換以及混附波的去相關(Decorrelation)機制都會內建於收發器IC內。

圖2顯示一個具有代表性的波形產生器陣列模組圖表。在描述中，說明波形產生器的方法以及顯示資料，其中的方法也同樣適用於多個接收器組成的陣列。

為了從頻率解說概念，以圖3中一個直接轉換架構的兩個傳送訊號為例。顯示的這些案例其射頻位於LO的高邊(High Side)。在直接轉換架構中，假像頻率(Image Frequency)以及三次諧波出現在LO的對面側，且低於LO的頻率。當多個頻道的LO頻率設定成相同頻率，混附頻率也會出現在同樣的頻率，如圖3a所示。在圖3b顯示的例子中，LO2設定成高於LO1的頻率，數位NCO也設置相同的偏移，使得RF訊號達到同調性增益(Coherent Gain)。假像以及三次諧波的扭曲產物出現在不同頻率，而且彼此沒有相關性。圖3c顯示和圖3b相同的組態，但額外對射頻載波進行調變。

量測結果

在此組建一個由收發器構成的8頻道射頻測試台(Testbed)，用來為各種相位陣列應用評估收發器產品線。測試的設定是用來評估如圖4所示的波形產生器。在這項測試中，用相同數位資料套用到所有波形產生器，各頻道都會進行校正，藉由調整NCO相位以確保射頻訊號在8路組合器(Combiner)上都維持同相位，且同調(Coherently)合併。

接下來顯示測試資料，對比LO與NCO都設成相同頻率的混附波，以及LO與NCO設定頻率偏移後產生的混附波，使用的收發器在一個雙頻道元件中共同一個LO(如圖1所示)，因此在8個射頻頻道中，一共有4個不同的LO頻率。

在圖5與圖6，收發器NCO與LO都設成一樣的頻率。在這個案例中，混附訊號的來源，包括假像訊號、LO洩漏頻率、以及三次諧波，而這些來源的頻率都一樣，圖5顯示在一個頻譜分析儀上量到的傳送輸出訊號，圖6顯示合併輸出。在這個特殊的測試中，假像訊號的混附波以及LO洩漏頻率，量測的單位為dBc，雖然和載波相比顯示已有改進，但三次諧波方面則沒有改進。在測試中發現到各頻道上的三次諧波一直有相關性，假像訊號的頻率則一直沒有相關性，而LO頻率則會隨著初始狀況有所變動。上述狀況如圖3a所示，顯示同調性加入到三次諧波，不同調性加入到假像頻率，部分同調性加入到LO洩漏頻率。

在圖7與圖8中，收發器LO全部設成不同頻率，數位NCO則調整頻率與相位，讓訊號同調地合併。在這個案例中，混附波訊號的來源包括假像訊號、LO洩漏頻率、以及三次諧波，都強制設定成不同的頻率。圖7顯示在頻譜分析儀上測到的個別傳輸輸出。圖8顯示合併輸出。在這項測試中，量測到以dBc為單位的假像訊號、LO洩漏頻率、以及三次諧波的混附波，都是相對於載波的強度，並開始擴散到雜訊中，而在合併多個頻道時，每個混附波都顯示有改進的現象。

當少量頻道如同像這項測試進行合併時，混附波的相對值通常出現幅度達20log(N)的改進。其原因是訊號元素以同調模式合併，並增加20log(N)，而混附波則完全沒有合併。在實務面上，一個大型陣列加上合併大量的頻道，改進幅度可望達到10log(N)。其原因有二，其一是合併大量的訊號，這些訊號不會把混附波擴散出夠遠的距離，無法讓每個混附波被視為獨立的波形。舉1MHz調變頻寬為例，若規格資料顯示混附波發射訊號是在1MHz頻寬下量測，理想狀況下，混附波應會擴散，彼此相距至少1MHz，若做不到，那麼每個1MHz的量測頻寬就會納入多個混附波元素。

由於這些現象會出現在不同頻率，它們會同調地合併，而在每個1MHz頻寬量測到的混附波功率則會增加10log(N)。但實際上1MHz的量測頻寬不足夠容納所有混附波，因此在這個案例中，混附波的N小於訊號的N，而且雖然遞增改進幅度為10log(N)，對於混附波密度而言一旦N夠大，足以把多個混附波置入到量測頻寬內，那麼絕對改進仍會優於10log(N)，這是相對於沒有去除混附波訊號相關性的系統而言，也就是說超越幅度會介於10log(N)與20log(N)分貝(dB)之間。第二點，這項測試是用連續波訊號，但真實狀況的訊號會經過調變，進而使它們向外擴散，以致當合併大量頻道時，無法形成非重疊的混附波訊號。這些重疊的混附波訊號之後會去除其相關性，並在重疊區加入10log(N)的非同調性。

這裡值得一提的是，當多個頻道上的LO設定成相同頻率時，會出現LO洩漏頻率。LO洩漏頻率的成因是當兩個訊號分支匯整時，類比調變器內的LO出現不完美的相消(Cancellation)。若振幅與相位的不平衡屬於隨機性誤差，那麼留下的LO洩漏元素也會是隨機性，當有多個不同收發器的LO洩漏頻率匯整時，即使它們完全處於相同頻率，也會讓不同調性增加10log(N)。調變器的假像頻率也會有類似現象，但調變器的三次諧波就不一定如此。如果是同調地合併少量的頻道，LO相位就不可能完全隨機，進而在量測到的資料中顯示部分去相關性的結果。若是有極大量的頻道，各頻道的LO相位除了隨機性更高，也會成為一項去相關性的附加。

當LO與NCO設定偏置頻率時，量測到的SFDR結果明確顯示產生的混附波全部出現在不同頻率，在合併過程中不會同調，因此確保在合併頻道時SFDR會有改進。LO與NCO頻率控制，現已成為一項可程式化功能。各項結果均顯示此功能可運用在各種相陣列應用，確保陣列層級的SFDR的改進會超過單頻道組態的表現。

(本文作者皆任職於亞德諾半導體)