雖然GPS結合手機的市場具有美好前景，但這項技術在過去始終存在一些技術瓶頸待克服。隨著手機朝向「輕薄短小」的趨勢發展，手機內建GPS接收機成為基本要求；因此省電與減少跟手機通訊協定間的干擾已成為GPS晶片設計業者必須突破之處...
雖然GPS結合手機的市場具有美好前景，但這項技術在過去始終存在一些技術瓶頸待克服。隨著手機朝向「輕薄短小」的趨勢發展，手機內建GPS接收機成為基本要求；因此省電與減少跟手機通訊協定間的干擾已成為GPS晶片設計業者必須突破之處。
全球定位系統(GPS)應用於手機會面臨以下兩個主要難題，第一，GPS必須在直線傳輸(Line-of-sight, LOS)的環境中才能接收到衛星訊號，一旦進入室內或是高樓林立(Urban Canyon)的環境中，GPS的準確度會受到嚴重影響，甚至接收不到衛星訊號。第二，若在現有手機內建功能強大的基頻處理晶片，不僅耗電量大且成本也較高，若是和手機共享處理器，雖可降低成本並改善功率消耗，但會付出較長的定位時間，造成使用的便利性大降。
解構GPS接收機
基本的GPS接收機如圖1所示，天線接收到從GPS衛星所傳送的微弱訊號後，經過射頻部分將訊號放大至適當準位，並將頻率降至中頻(IF)或基頻。類比至數位轉換器(Analog-to-digital Converter, ADC)負責將基頻的類比訊號轉換至數位訊號。天線、射頻和ADC構成GPS接收機前級的部分。在GPS接收機架構中，依不同功能可區分為下述幾種。
射頻&類比前端促成數位化
射頻&類比前端(Analog Front End, AFE)是由天線、低雜訊放大器(Low Noise Amplifier, LNA)、濾波器(SAW Filter)、混波器(Mixer)和類比/數位轉換器所構成。射頻&類比前端主要是將所接收到微弱的衛星訊號作前置處理，並為之後的數位化作準備。濾波器主要是濾掉干擾訊號，LNA是將訊號放大至適當的準位，混波器則是將訊號從高頻降至中頻或基頻(圖2)。
擷取估算PRN碼相位和載波頻率粗估值
擷取意味著找到某衛星的訊號，其主要目的是估算PRN碼相位和載波頻率的粗估值。理論上擷取程序是操作在1ms的資料長度上，1ms意味著一個完整的PRN碼長度。碼相位的估算主要是利用循環相關(Circular Correlation)來找出具有最大自相關值時，本地所產生的PRN碼相位移(圖3)。載波頻率的估算主要是調整頻率值，直到找出最大相關值為止(圖4)。
只有當碼相位和載波頻率都正確時，GPS接收機才能在碼域(Code Domain)和頻域(Frequency Domain)空間中找出峰值(圖5)。
衛星訊號擷取是很緩慢的程序，一般GPS接收機在每個頻率槽的定居時間(Dwell Time)約為1ms，基於因衛星運動造成都普勒效應(Doppler Effect)的考量，在整個頻域上大約可切割成41個頻率槽，因此GPS接收機在整個頻域和碼域所花的時間約40秒。
追蹤找出C/A碼和載波頻率精細值
追蹤是用來找出C/A碼和載波頻率的精細值(Fine Value)，隨著時間改變維持鎖定的狀態。追蹤主要是用來找出導航資料(Navigation Data)內的相位變化，藉由發現相位變化得出導航資料位元。當擷取訊號時，接收機會切換至追蹤模式；但當訊號脫鎖(Out-of-lock)時接收機會再回到擷取模式，進行訊號的重新擷取(Reacquisition)。
利用時間資訊計算位置
藉由解碼導航資料找出衛星位置，利用時間資訊來計算接收機和衛星之間的虛擬距離。圖6顯示一個GPS接收機頻道(Receiver Channel)內的功能區塊圖。
設計射頻&類比前端
GPS接收機射頻涵蓋兩個不同功能，即訊號條件處理(Signal Conditioning)和降頻(Down Conversion)。在訊號條件處理部分，主要是將干擾訊號移除，一般是利用射頻SAW濾波器來移除頻帶外的干擾訊號，還有另一項功能就是對訊號進行放大。降頻即是將高頻的GPS衛星訊號降至中頻或基頻，目前是將1575.42MHz的衛星訊號降至幾MHz的中頻訊號，或是直接降至基頻。
採用RHCP天線
民用型的GPS天線接收頻率是L1頻段的1575.42MHz，射頻訊號在經過長達兩萬公里的傳輸後，不僅在傳輸過程中會受到環境影響，且到達地球的訊號功率已低於-130dBm。
在這些客觀條件下作訊號接收，天線在設計上必須作特殊考慮。首先，天線必須能接收並分離出非常微弱的訊號，射頻前級的LNA須有足夠的放大倍數及低雜訊指數(Noise Figure, NF)的特性。
GPS天線追蹤L1及L2頻道的P碼時，頻寬設計必需在10.46MHz以上；若只追蹤L1頻道的C/A碼時，天線的頻寬設計至少要在2.046MHz以上。
因為GPS衛星訊號是右旋極性(Right-Hand Circularly Polarized, RHCP)，所以接收天線也須是右旋極性，理論上接收這種極性訊號以螺旋型或類似形狀的天線較為理想。RHCP天線的優點是接收的覆蓋面較廣，可以有效接收地平線以上10度角的半球型天空訊號。
GPS天線的增益圖在射頻部分，必須有能力防止多重路徑傳輸訊號的干擾，例如阻絕左旋極性的訊號。
天線的阻抗匹配必須適當，減少訊號功率的衰減。除了阻抗匹配的損失外，天線接頭及導線的損失在設計時亦須列入考量。通常GPS天線接收的訊號經過接頭及導線，若使用的是RG-174阻抗50歐姆電纜線，每一公尺大約會使訊號衰減1dB，每個GT-5的接頭損失0.5dB。天線的增益(Gain)是包含線材及接頭的總量，故周邊線路的損失須列入計算。主動式設計時必須提供主動元件直流電源，因為主動式射頻天線的訊號傳輸及提供主動元件的直流電源使用同一條導線，電源端需有射頻隔絕電路，防止訊號高頻成分影響直流電源的性能。
搭配主動式天線降低雜訊
C/A碼的功率準位約為-130dBm，接收機天線輸入埠的熱雜訊(Thermal Noise)的準位為：
Ni＝kTB
其中，
‧Ni：熱雜訊的功率(單位為Watt)
‧B：接收機的頻寬
‧T：絕對溫度(單位為K)
在室溫時(T＝290K)的熱雜訊為：
(詳細請見當期雜誌)
對C/A碼而言，Null-to-null的頻寬為2.046MHz，因此雜訊平台(Noise Floor)是在 -111dBm，若GPS的訊號準位為-130dBm，表示GPS的訊號準位是低於雜訊平台19dB。在此情況下無法從天線所收集到的訊號中找出GPS訊號，即使放大的倍數是無限大。對ADC來說，前級放大器是將訊號放大至ADC的動態範圍(Dynamic Range)，但對GPS接收機而言，若是將GPS的訊號放大至ADC的動態範圍，則雜訊會先將ADC飽和。
在GPS應用中如車用導航，有時會搭配主動式天線(Active Antenna)，所謂主動式天線就是在天線後內建一個預放大器(Preamplifier)，一般LNA的雜訊指數低於2dB，所能提供的增益約為25～40dB。
不同降頻方法各有優缺
降頻是將射頻訊號利用混波器(Mixer)降至基頻後，再將類比的基頻訊號利用A/D轉換器轉成數位的基頻訊號。傳統上的接收機都是先將射頻訊號降至中頻後，再利用一級混波器將中頻訊號降至基頻訊號，此法的優點是可以免除直流位準的偏移(DC Offset)，缺點則是需要較多的外部元件，例如需要中頻的SAW濾波器來抑制鏡頻訊號(Image Rejection)，以及需要額外的中頻混波器。目前還有另外一種做法就是將射頻訊號降至極低的中頻(Very Low IF, VLIF)，此中頻訊號的頻率就在基頻附近，例如4.092MHz。利用VLIF法除了可免除難搞的直流位準偏移外，還可省略掉體積龐大的中頻SAW濾波器，在鏡頻的抑制上主要是利用多相濾波器(Polyphase Filter)來抑制鏡頻訊號。目前最新的接收機架構大多傾向於採用直接轉換接收機(Direct Conversion Receiver, DCR)架構，將射頻訊號以一次降頻的方式直接轉換至基頻訊號。DCR可免除外部的SAW濾波器及鏡頻的干擾，但所衍生的問題就是直流位準偏移。直流位準偏移的消除往往需要藉由複雜的演算法，來將此效應的影響降至最低。
透過ADC數位取樣 處理數位訊號
A/D轉換器負責將降頻後的類比訊號取樣，並轉換至數位訊號。不管是中頻或基頻處理，目前都是透過ADC數位取樣後處理數位訊號。既是由無限多可能的類比量子化轉為有限可能的數位訊號，量子化所產生的雜訊自不可免。這量子化雜訊的期望值為零，功率大小則與量子化時的位元/階數(Bit/Level)有關。如果把量子化雜訊視為疊加在原始訊號上的雜訊，其效果相似於AWGN。那麼在訊號小於AWGN，如同GPS應用，量子化雜訊往往遠小於AWGN，此時取樣時的比較階數提高雖有助於減小量子化雜訊，全部疊合的雜訊總能量仍由AWGN所主導，但對提高總體表現無甚助益，一般的商業應用採用3～4階(1.5～2個位元)而已。
尤有甚者，只採用1位元做量子化，也就是把訊號做極限化動作(Hard Limiting)，瑟孚科技(SiRF)與美信(Maxim)都是採用此法。表面上看來，較小的二元訊號A與較大的二元訊號B所合成的訊號極限化後，會只留下B訊號(圖7)。
如果A是所要的GPS某衛星訊號，而B是雜訊或是另外一顆GPS衛星的訊號，這是否意謂著極限化後，所需的衛星訊號A將永久消失而無從復得？
A、B如果是無限頻寬的理想二元訊號，以上的陳述是正確的。如果A與B的頻寬接近，則極限化後的輸出波形中會有一部分取決於A，這是因為在這些地方B訊號接近零穿越(Zero-crossing)，造成A的絕對值比B大，而正確顯示出A的極性。
由圖8可見，只有一小部分是真實反應原始A訊號的極性，其餘則成亂數型雜訊。就CDMA系統來說，它可以累積收集這些小部分來偵測辨識A訊號，而真實反應原始A訊號的輸出比例隨B訊號變大而縮小，這累積的訊號判斷值也跟著縮小而增加鑑別上的錯誤率。
關於極限化對SNR造成的效果與一般線性作法所得的差異，推導上須要用到複雜的貝索函數(Bessel Function)，在此並不討論。一旦訊號被極限化成二元訊號，除了乘法單元可變成XOR，加減法器可由兩個計數器構成的簡化之外，最主要是載波數值控制振盪器(Numerical Controlled Oscillator, NCO)可以免除使用直接數位合成器(Direct Digital Synthesis, DDS)，只須使用查表法即可簡化成加法器Overflow觸發+/-轉態。
1bit接收機的架構會對訊號作極限化，因此毋須採用自動增益控制(Automatic Gain Control, AGC)，在多位元的架構時，為了防止過大的訊號超過ADC的動態範圍，造成訊號被鉗住(Clamping)，因此必須引入AGC來隨著輸入訊號的強度動態調整增益大小。1bit的接收機通常使用在較低階的GPS接收機，1.5bit(3階)～3bit(8階)的架構則使用在高階機種。1bit架構的接收機取樣頻寬為2MHz，多位元架構所採用的取樣頻寬可以從2～20MHz。
根據奈奎斯特準則設定取樣頻率
根據奈奎斯特準則(Nyquist Criteria)，取樣頻率必須是目標頻寬或最大頻率的兩倍。下式是根據奈奎斯特準則的取樣頻率公式：
fs＝2‧△ f
‧△f：訊號的頻寬
在DCR的架構中△ f 近似於2MHz，但在VLIF的架構中△ f 必須為：
△ f＝fIF ＋ 1MH
振盪器提供參考頻率
參考時脈振盪器提供整個接收機的頻率和時脈基準，在接收機的前級需要準確的參考頻率來作為混波器的輸入頻率源，而在A/D轉換和基頻訊號處理的部分需要準確的參考時脈。
在GPS接收機裡，一般採用溫度補償石英振盪器(Temperature Compensated Crystal Oscillator, TCXO)作為參考頻率的來源，而在一般手機設計中，採用電壓控制溫度補償石英振盪器(VCTCXO)來作為參考頻率的來源。
主要差異在於手機是利用電壓來控制振盪器的輸出頻率，補償因都普勒效應所引起的頻率飄移，在GPS接收機中並不須要藉由控制參考頻率，來解決都普勒效應所造成的頻率飄移。
一般在GSM/GPRS/WCDMA手機中所使用的參考頻率為13/26MHz，在CDMA2000系統所使用的參考頻率為19.2MHz，在GPS系統所使用的參考頻率為16.369MHz。在較新的GPS接收機設計中，也允許採用13/26和19.2MHz的振盪器來作為參考頻率的來源。
利用此設計方式有助於將GPS接收機和手機共用相同的參考頻率源，降低硬體成本和電路板面積，但因為手機的參考頻率源為VCTCXO的架構，無法提供一個穩定的輸出頻率，進而造成較大的頻率不確定性，影響擷取衛星訊號。
(詳細圖表請見新通訊61期3月號)