技術突破大幅提升性能　零中頻架構進軍高階無線應用

但是，此技術在過去一直未被高性能要求的應用所採用。然而，隨著無線技術的需求不斷地增加，以及頻譜快速的擁擠化，為了能持續以便宜的成本在基礎設施中部署無線電基地台，以支持使用者的無線需求，此情況就勢必要有所改變。

現代的零中頻架構已能夠滿足這些需求，這是由於通常與這些架構有關的一些問題，都已透過製程、設計、分割(Partition)以及演算法的組合得到解決。零中頻技術上的新進展，正在挑戰當前的高性能無線電架構，且能為新產品帶來突破性的性能，藉以實現以往零中頻架構所無法切入的新應用領域，如無人飛行器。以下將探討零中頻架構的諸多好處，並介紹它們能為無線電設計帶來的新一代性能層次。

無線設備應用漸增 耗電頻寬皆須考量

現今的收發器(Transceiver)架構正面對一個日益增多的要求挑戰，而此挑戰就來自於一般人對於無線設備和應用不斷提高的需求，而這也導致頻寬需求的不斷上升。

過去幾年來，設計者已從單載波無線電轉向到多載波。每當一個頻段的頻譜已完全被占用時，新的頻段就會被分配出來以供使用；因此到目前為止，全球必須支援的無線頻段已超過四十個。由於營運商都會在多個頻段內擁有頻譜，而這些資源必須被協調運用，因此目前的趨勢是朝向載波聚合(Carrier Aggregation)，而載波聚合就會引領朝向多波段無線電的發展。上述的這些因素，會驅動更多具有更高性能、需要更好的帶外抑制(Out of Band Rejection)、更優良的放射，以及更低功耗無線電的出現。 雖然無線電的需求迅速成長，但其耗電量和空間的預算並沒有隨之增加。事實上，隨著不斷提高的電源和空間的節約要求，降低碳足跡和物理尺寸都非常重要。為實現這些目標，勢必需要一個新觀念的無線電架構與分割。

整合度門檻加高

為了在特定設計中增加無線電的數目，就必須縮小每個無線電的大小尺寸。傳統的辦法是逐步將越來越多的設計整合到一個晶片上。雖然這對於數位電路來說是很合理的，但為了整合度而將類比電路功能整合進去，就不一定正確了。原因之一，在於無線電中的許多類比功能並不能被有效地整合。

舉例來說，圖1所示的一個傳統中頻取樣接收器，其中頻取樣架構內包含四個基本階段：低雜訊增益與射頻選擇性(Selectivity)、頻率轉換(Frequency Translation)、中頻增益與選擇性，以及檢測。

圖1 傳統中頻取樣接收器

對於選擇性來說，SAW濾波器是最常用的選擇。這類功能裝置不能被整合，因此必須存在於晶片外面。

射頻選擇性通常是由壓電或機械元件來實現，但中頻濾波器則有時會採用LC濾波器。雖然LC濾波器可能偶爾會被整合於單片(Monolithic)結構中，但兩種濾波器性能(Q和插入損耗)間的折衷，以及數位化器(檢測器)所需取樣率的提高，會加大整體功耗。

數位化轉換器(類比數位轉換器)必須以低成本互補式金屬氧化物半導體(CMOS)製程來完成，以確保成本和功耗的合理性。雖然它們理所當然可以利用雙極性製程來製造，但這會讓整個元件的耗電更多且體積更大，違背了原本優化體積大小的目標，因此標準CMOS才是此功能電路所需的製程。這對於要將高性能放大器整合化是一個挑戰，尤其是中頻級。然而，即使放大器可透過CMOS製程來整合化，但卻很難從這個針對低功耗低電壓所優化的製程中得到所需的性能。

此外，如果要將混頻器和中頻放大器整合於晶片上，就需要把級間的訊號繞到晶片外，以便在被數位化之前進出中頻和抗混疊(Antialias)濾波器。如此的做法對於整合而言，等於是反效果，因為它反而增加接腳數和封裝的大小尺寸。此外，每次當關鍵的類比訊號通過一個封裝上的接腳時，也會產生一次性能上的損失。

整合的最佳方式是對系統重新分割，以避免出現不能被整合的項目。由於SAW和LC濾波器不能被有效地整合，最好的選擇，是確定如何藉由重新設計架構來擺脫它們。圖2所示是一個能透過將射頻訊號直接轉換為複合基頻(Complex Baseband)，來實現前述目標的一個典型的零中頻訊號鏈，藉其可完全消除對中頻濾波器和中頻放大器的需要。選擇性可以透過將一對低通濾波器導入I/Q基頻訊號鏈的做法來實現，因此能以主動式低通濾波器來整合，而非使用晶片外的有損固定中頻元件。

傳統的中頻SAW濾波器或LC濾波器的自然特性是固定的，相對之下，這些主動濾波器則可透過電子式調整，範圍通常可從數百KHz一直到達數百MHz。改變基頻的頻寬，能讓同樣的元件覆蓋廣範圍的頻寬，而不必改變材料清單，或在不同的固定中頻濾波器間進行切換。

雖然從圖中無法很直觀地看到，但只要簡單地改變本地振盪器，也能讓零中頻接收器涵蓋到非常廣範圍的射頻頻率。零中頻收發器可提供真實的寬頻體驗，其典型的涵蓋範圍從數百MHz連續延伸至大約6GHz。由於沒有固定式濾波器，因此可實現真正靈活性的無線電，並能大幅地減少或甚至可能完全省去無線電設計上對應頻段變化所需的工作量。

圖2 典型零中頻取樣接收器

由於使用了靈活性數位化轉換器和可編程基頻濾波器，零中頻設計不僅具有高性能，同時也能在維持近乎平坦性能的前提下，在廣範圍頻率與頻寬的適應上提供良好的靈活性，而不需要單獨針對每一個配置，來對類比電路(如濾波器)進行最佳化，因此這是真正的軟體定義無線電(SDR)技術。

此外，對於需要涵蓋多頻段的應用而言，由於省去了濾波器組(Filter Bank)，因此也相當有助於體積尺寸上縮小。在某些情況下，甚至可完全省去射頻濾波器，藉以實現一個幾乎不需要任何動作去切換波段的完全寬頻無線電。透過省去某些元件，並整合某些元件功能的做法，零中頻設計讓所需的印刷電路板(PCB)面積大大地降低，不僅簡化在變換頻段時的程序，在須要改變產品外形時，也能省去許多麻煩。

務求最小面積

如果直接比較這些架構的印刷電路板面積(圖3∼4)時，可看到以雙接收路徑而言，中頻取樣做法的合理印刷電路板面積是2,880平方毫米(mm2)(18毫米×160毫米)，而零中頻取樣則為1,434平方毫米(18毫米×80毫米)。即使不考慮射頻濾波器的省去以及其他的簡化處理，比起目前的中頻取樣技術，零中頻架構仍可為無線電提供高達50%的尺寸縮減可能性。未來一代的設計，還有可能透過其他的整合，讓面積上的縮減提高兩倍。

圖3 典型中頻取樣設計的布局

圖4 典型零中頻取樣設計的布局

尋求最低成本

若直接以材料清單的角度來看，從中頻取樣系統轉換到零中頻架構能得到約33%的節省。成本分析通常有其困難性，然而，如果徹底地檢視圖1和圖2，可看出許多分立元件被省掉，包括中頻和抗混疊濾波，而混頻器和基頻放大器則被整合進去。

較不容易注意到的是，由於零中頻接收器固有即能提供帶外抑制(這是傳統的中頻取樣架構無法提供的)，因此整體外部濾波的要求也大大降低。在零中頻架構中貢獻此點的有兩者，其一是能同時提供帶內(In-band)增益和帶外抑制的主動基頻濾波器，其二則是用來將I/Q訊號數位化的高取樣率低通Σ-Δ轉換器。

主動濾波器能降低帶外成分，而類比數位轉換器(ADC)的高取樣率則可將混疊(Alias)點移到一個足夠高的頻率上，藉此省去抗混疊濾波器(因為主動濾波器已能充分地抑制此訊號)。

藉由將基頻訊號提供給主動濾波器，可以讓高頻成分得以被去除。接著，類比數位轉換器對來自低通濾波器的任何殘留輸出，進行數位化和最終的過濾。圖5所示為級聯結的結果，顯示了一個典型的接收器，搭配主動濾波器及Σ-Δ類比數位轉換器的混合效應，所可能產生的性能結果。這裡顯示的是帶內與帶外功率上都有的一個典型3dB降低。請注意，在無任何外部濾波的情況下，帶外性能上的改善。

圖5 典型的零中頻段外排斥

要達到相近的性能水準，中頻取樣接收器須依靠分立的濾波器(如SAW技術)來提供選擇性及對應帶外訊號的保護，並防止寬頻訊號或雜訊的混疊訊號被混疊回頻段中。

此外，中頻取樣架構也必須受到保護，防止其他不想要的混頻成分，包括半中頻(Half-IF)成分，此成分會導致需要額外的射頻和中頻濾波，還會限制取樣率和中頻規劃(IF Planning)。相對之下，零中頻架構則沒有這樣的頻率規劃限制。

根據不同的設計和應用，此本機排斥(Native Rejection)能減少或甚至省去外部射頻濾波的需要。由於外部射頻濾波器視種類的差異而可能相當昂貴，因此省掉這類元件可以對成本降低有明顯直接的效果。其次，如能將這些有損元件去除，可因而省掉射頻增益級，不僅節省成本，還能減少耗電和改善線性度。所有這些都能對重新分區和智慧整合所帶來的優勢，提供加乘的效果。

正如所指出的，成本的評估並不容易，因為它取決於數量及與供應商的協議。但是從此一詳細的分析可看出，透過整合、元件省去以及降低需求，零中頻架構通常能降低整個系統的成本達三分之一。很重要的一點是，這是系統成本，而不是元件成本。由於有更多的功能被放置於較少的元件中，雖然部分元件的成本可能提高，但整個系統的成本卻是降低的。

此外，當採用零中頻時，有許多的應用可以不需要外部射頻濾波器，因此還可進一步簡化系統。總體來說，除了上述的製造和工程成本外，如果也同時考慮直接成本，零中頻解決方案能實現不少的成本節省。

追求最低功率

如果只是單純地把圖1中所示的結構，直接整合入一個系統單晶片(System On Chip)，並不能得到電力或成本上的節約。電力節約的實現，須透過選擇一個有效的架構，而該架構可針對其將採用的製程而被優化。例如中頻取樣接收器這樣的架構，涉及大量的高、中範圍頻率，很難以低成本製程來加以縮小，因此需要耗散掉許多的功率來支援所需的頻率。然而，如圖2中的零中頻架構，則能立即將所需頻率降低到的dc(基頻)，因此得以採用最低頻率的電路。

同樣地，如果想利用頻寬來解決問題，也是沒有效率的做法。類似直接射頻取樣這樣的架構，能提供具有很大靈活性的寬頻寬。然而，增加頻寬到一個系統中，通常也會帶來額外耗電的問題，這就如Walden和Murmann文獻中所提到的。

對於大多數接收器應用而言，除非是需要原始(Raw)頻寬，否則單靠頻寬來解決問題，並不是一個具有經濟效益的解決方案。從一些長期研究數據，可以看出變頻器發展的兩個區域。

技術前線(Technology Front)說明了技術方面的進展，這些進步以動態範圍和頻寬的形式，在核心ac性能上提供極具意義的提升。架構前線(Architecture Front)文件則描述了整體核心架構效率上的進展。通常在進行設計優化時，此曲線會先往右移動，然後再向上移動。對於通訊應用來說，其動作傾向於沿著技術前線，此前線的轉換器效率斜率約為10dB/decade的下降率(圖6)。在此斜率上，讓頻寬加倍會導致三倍的電耗。然而，當這些核心被整合到功能元件中時，效率會獲得改善，且在移向架構前線時，通常會將電耗上的損失帶到接近2。

圖6 核心類比數位轉換器技術的優點圖

對於有電耗考量的應用來說，結論是最低電耗的解決方案，為針對應用進行頻寬及取樣率的優化。具有Σ-Δ轉換器的零中頻取樣，便是為此類應用而優化的。視不同的作法而定，採用零中頻接收器的省電效果可達50%或更多(比起中頻取樣架構)，或是120%(比起直接射頻取樣)。

電耗也與成本直接有關，較高的電耗不但需要較昂貴的封裝和電源，而且電路所消耗的每一瓦，以每kW/hr收費12分美元的成本來計算，每年運作的成本將超過每瓦1美元。雖然許多電子元件的成本很低，運作它們一年的耗電就可輕易超過它們的直接成本。因此，隨著整合式無線解決方案的出現，有較高成本及電耗考量的應用，就必須仔細地權衡選擇。如果選擇到的架構會非必要地增加熱耗，不僅可能會提升電耗，還可能影響解決方案的長期運作成本。

力保性能增強

對於無線電設計，有一些被視為非常重要的關鍵指標，包括一些規格，例如雜訊係數(NF)、線性度(IP3、IM3)、脫敏(Desensitization)以及選擇性等。除了一般的無線電規格外，還有一些重要但往往不為大多數使用者所知的其他規格，包括以時間、電源、溫度和製程為函數的規格分布及漂移。零中頻架構能滿足無線電設計上的這些和其他關鍵要求。

藉溫度/電源/製程 大幅提升元件匹配度

完全整合式收發器架構的優點之一，在於設計恰當的無線電，將能有大幅提升的元件匹配，這不只是針對初期。如果設計得當，元件可在製程、溫度、供電及頻率上實現有效的追蹤。任何殘留的不匹配，可以透過一般是被嵌入於這些整合解決方案的訊號處理技術，來輕易地加以移除。

雖然這是很典型的IC設計，但無線電整合的差別在於，因為零中頻設計中所有與頻率有關的項目都整合在晶片上，因此它們也可被設計成可追蹤。如圖1中所示的典型無線電，使用一個晶片外中頻濾波器。該中頻濾波器的特性會隨時間、溫度、或元件與元件間差異而改變，因此不會與晶片上的任何東西維持相關性，也無法被追蹤。

相對地，整合此濾波器的主要優點之一是，由於它是由晶片上元件所構成，而這些元件可以被縮放或設計成能比例性地互相追蹤，以保持性能的穩定。對於那些不能由設計來穩定化的項目，可以很容易地進行校準。最終的結果是，在對元件進行元件變異量的預估時，所需的預留緩衝空間要比所有元件都無相關性的分立式設計少很多。

舉例來說，分別為一個混頻器、中頻濾波器、中頻放大器、和類比數位轉換器分配1dB的雜訊係數變異量，並不是一個少見的做法。在預估性能時，這些變異量必須被各級累加。

然而，在一個整合的設計中，所有關鍵指標(無論是相互追蹤或被校準出來)，結果會是1dB的單一元件變異量，大大地簡化了訊號鏈的變異量。比起具有無相關性項目的設計，此點對於一個設計會有顯著的幫助，否則將需要額外的系統增益，以抵消潛在的雜訊提高，而這些對於最終產品的成本、電耗和線性度都會造成影響。在如圖2的整合設計中，其性能上的總變異量，比起無相關性設計可說是相當地小，因此需要較小的系統增益。

先進校正技術挹助 精確控制誤差失真

在過去，零中頻接收器通常有兩個受到質疑的隱憂。由於產生出來的複數(Complex)數據，是採用一對實數的級聯網路來代表其實分量和虛分量，因此會產生出誤差，此誤差代表著個別訊號鏈的增益、相位和偏移(圖7)。

圖7 顯示出增益、相位、及偏移成分的正交誤差(Quadrature Errors)

圖8 典型的未修正本地振盪洩漏和鏡像抑制

這些誤差在頻譜中呈現為影像，也是讓這些架構未能受到廣泛採用的常見原因。然而，在一個整合的解決方案中，這些失真可以透過類比優化和數位校正輕易地被控制。圖8為一個未被修正的複數數據的典型呈現，從中很容易看出本地振盪洩漏(LO Leakage)(和直流偏移)及鏡像抑制(Image Rejection)(正交誤差)。

控制本地振盪洩漏 提高產品性能表現

本地振盪洩漏所呈現的方式，是在I與Q訊號路徑中所提高的直流偏移。其發生的原因為本地振盪訊號被直接耦合到射頻訊號路徑中，並被相關地向下變頻(Coherently Downconverted)到輸出。其結果是一個以直流偏移型態呈現出來，並加到訊號鏈中任何殘留直流偏移的混頻器乘積(Mixer Product)。一個良好的零中頻架構，會在最初以及隨時間、溫度、電源及製程而漂移後，自動追蹤及修正這些誤差，其結果的性能表現可優於-90dBFS。

為了防止鏡像干擾到性能，通常會加入正交誤差糾正(QEC)。圖9顯示此功能所能產生的影響。在此例子中，鏡像改善到優於-105dBc，這對於大多數的無線電應用已非常夠用。對於本地振盪洩漏和QEC而言，採用追蹤可確保當性能隨著時間飄移時，可透過修正來加以保持在目前狀態，以達到穩定的最佳性能。

正交誤差和本地振盪饋通(LO Feedthrough)在無線電系統中有其重要性。當誤差相當大時，大阻滯(Blocker)的鏡像可能會掩蓋掉較小但需要的訊號。在圖10中，大阻滯的鏡像在15MHz，而所需的訊號則是以20MHz為中心。如果鏡像已部分地或全部落在所需訊號上，將會降低所需訊號的訊噪比(SNR)，導致解調上的潛在誤差。通常像是長程演進計畫(LTE)和寬頻分碼多重存取(WCDMA)系統，會對這類的鏡像有合理的容忍能力，但未到完全免疫的程度。一般來說，這些系統需要75dBc或更高的鏡像抑制，而這對於零中頻架構而言是很容易達到及維持的(圖9)。

圖9 具有本地振盪洩漏控制的典型正交修正

圖10 鏡像阻滯到所需訊號的一例

AD9371是零中頻發送接收器的一個典型例子。如圖11所示，AD9371提供非常高的功能整合等級，包括雙發射、雙接收以及一些額外的功能，包括一個觀察與嗅探(Observation and Sniffer)接收器，以及整合的自動增益控制(AGC)、直流偏移修正(本地振盪洩漏控制)以及QEC。

圖11 整合式零中頻收發器AD9371

零中頻發送接收器設計 以AD9371實作開發

該產品提供了廣泛的射頻覆蓋，範圍從300MHz到6GHz。每個發射器可支援20MHz到100MHz的合成頻寬，而每個接收器則能夠支援5MHz到100MHz的範圍。雖然此元件是針對3G和4G的基地台應用所設計，但對於許多其他高達6GHz的一般用途無線電及軟體定義應用而言，如無人飛行器(UAV)、航太防衛和電子量測設計也是理想的解決方案。

AD9371提供一個完整的系統整合，將前述所有與頻率關聯的元件，以及所有的校準和對位功能，整合於一12毫米×12毫米的球柵陣列(BGA)封裝中。圖12所示，是在圖4的接收功能上加入所需的發射器功能，所得到的極小巧雙收發器設計的面積尺寸。耗電要視其實際配置而定，包括啟用的頻寬及功能，但通常的電耗大約只有4.86瓦(W)，這包含用來維持本地振盪洩漏及鏡像抑制的數位功能。該元件的主要性能，可從雜訊係數及鏡像抑制加以說明。

圖12 典型的零中頻收發器布局

掌握雜訊係數

圖13∼14所示為AD9371的典型雜訊係數特性。圖13顯示射頻頻率的廣範圍掃描，以及雜訊係數在整個此頻譜中相當高的平坦性。此元件的輸入結構是採用衰減器的型態，以便讓雜訊係數以dB值增加。假設一個雜訊係數為16dB且零衰減的最糟情況，容許大約4dB的外部增益變異量衰減，可假設為20dB的總和雜訊係數。一個提供至少24dB增益的外部低雜訊放大器(LNA)(0.8dB)，將可提供2dB的系統雜訊係數。

圖13 具有0dB衰減及40MHz頻寬的AD9371雜訊係數

圖14顯示以帶外阻滯(相對於AD9371的輸入)為函數來表示的雜訊係數。假設24dB的外部增益，則相對於此元件輸入的0dBm，會出現在相對於天線接頭的-24dNm。如果只考慮AD9371的影響，對於整合接收器上的3dB下降而言，整體雜訊係數的降低會在1dB左右。

圖14 對比帶外訊號功率

預測鏡像抑制

如同本地振盪洩漏，接收鏡像抑制也可透過圖15中的資訊來加以預測。對於一個-40dBm的天線典型輸入位準而言，可預測的鏡像會優於「低80dB」，或是-120dBm相對於天線埠。

圖15 接收器的鏡像抑制

雖然零中頻架構在過去一直被限制於低性能的應用上，但類似這樣的新產品，已能提供與中頻取樣接收器相提並論的性能，還領先一步重新分割了無線電，以便創造出一個更穩固的架構，不僅降低製造成本，也減少部署使用後的運作成本。低成本無線電設計方案再也不用屈就於低性能表現，這讓使用者可集中時間和資源於應用的開發上，而非無線電的實現。

(本文作者任職於亞德諾)