無線通訊頻率轉換轉換增益混頻器調變器倍頻器濾波器混頻

優化高速無線通訊系統　混頻器設計舉足輕重

2012-01-02

Carissa Sipp

在高速無線通訊系統中，訊號必須進行升頻轉換或降頻轉換，才能進行傳播和處理。如此的頻率轉換一般稱為混頻，是接收和傳輸鏈基本的過程，因此，混頻器和調變器便成為無線射頻(RF)系統的基本元件。隨著無線通訊標準不斷演進，了解混頻器如何影響整體系統效能至關重要。

在任何無線射頻設計中，混頻器和調變器都支援頻率轉換與通訊，這些裝置也成為整個訊號鏈的基本規格。混頻器和調變器的接收訊號鏈具有最高功率，對傳輸路徑中的數位類比轉換器(DAC)訊號進行升頻轉換，並啟用數位預失真(DPD)系統，以影響整個通訊系統的效能。

混頻器透過增加訊號產生新頻率

基本上，混頻器就是倍頻器(Multiplier)。音訊混頻器只增加訊號，而無線射頻混頻器使輸入訊號倍加，以產生新頻率的輸出訊號。射頻調變器和解調變器本質上就是混頻器，這些裝置接收基頻輸入訊號，並輸出無線射頻調變訊號，或接收無線射頻調變訊號，再輸出基頻輸入訊號。影響混頻器的因素也會影響調變器，因此本文主要從混頻器的角度進行探討。

接收器一般採用降頻轉換進行高頻率射頻訊號的處理，發送器則將低頻率基頻訊號轉換成高速無線射頻。混頻器的所有連接埠，既是負載也是來源，在第一個範例中，以降頻轉換為例，兩個輸入分別為射頻和局部振盪器(LO)，輸出為中頻(IF)，輸出訊號包含輸入的和與差。

透過公式1至3即可從數學上解釋這些混頻輸出分量，使用輸入為：

...................公式1

...................公式2

因此，可得到公式3。

...................公式3

再透過三角等式，可得到包含和與差的輸出(公式4)。

.........公式4

要達到進行訊號處理所需的訊號品質，需要多個降頻轉換過程和濾波，取決於IF頻率和系統層級規畫(LO>RF為高位注入；RF>LO為低位注入)。升頻轉換的過程中，在產生基頻訊號後的訊號鏈前期使用混頻器，IF為輸入；RF為輸出，同樣地，輸出為輸入訊號的和與差。

另外，需要在輸入端和輸出端進行額外的濾波，才能使不必要的雜訊衰減，達到與接收訊號鏈類似的所需效能。在進一步了解混頻器的特定類型前，將先探討一些基本規格及特性。

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轉換增益是混頻器的主要衡量標準，可用於在生產中驗證功能，通常以dB表示。被動混頻器的轉換損耗，一般以插入損耗表示；最小損耗以RF_out電流(g₁v_rf/2=g_onv_rf)與IF_out電流(g₁v_rf=g_onv_rf/2)的比率計算。該比率為2/π，假設所有阻抗相等且LO輸入為方波，則轉換增益為(2/π)²或-3.92dB，如果LO輸入為連續正弦波輸入或連續波(CW)，則輸出電流中的輸出IF分量為g_onv_rf/4。功率比將從-3.92dB變成-6dB，這是LO輸入功率降低所致。LO功率下降會影響驅動混頻器開/關狀態之間傳導的能力，進而降低輸出功率和雜訊數據。一般而言，大多數混頻器的轉換損耗介於4.5～9dB。寬頻混頻器容易產生較高的轉換損耗，其中需要在整個輸入頻寬維持平衡，轉換增益會影響整體系統自動增益控制(AGC)規畫、DPD系統演算法和靈敏度規畫。

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混頻器進行頻率轉換時，會使訊號出現雜訊。在高溫狀態下，相對於輸出端訊噪比(SNR)的輸入端SNR稱為雜訊係數。測量方法是開啟裝置以擷取高溫，或導電狀態下發出雜訊能量時擷取雜訊，這是為了與冷卻或關閉狀態時的雜訊功率相比較。請注意，以雜訊係數計算串接網路和總雜訊的公式(公式5至6)。

...................公式5

...................公式6

.......公式7

從公式7中的串接雜訊數據，可以看出第一階段的影響最大。在基本接收系統中，開關、濾波器和混頻器前的低雜訊放大器(LNA)，都會增加整體系統的雜訊係數。審慎選擇這些元件裝置和混頻器，可以大幅降低總體雜訊，並提升靈敏度。LO驅動位準會影響轉換增益和雜訊，隨著LO功率的下降，雜訊也隨之下降。雙旁頻帶(DSB)混頻器和單旁頻帶(SSB)混頻器對雜訊的定義略有不同，對於DSB而言，輸出端提供所需的IF和鏡像(針對到此為止討論的所有混頻器)；對於SSB而言，鏡像會盡可能減少。理想SSB混頻器的雜訊數據，是同類DSB混頻器的雜訊數據兩倍。

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混頻器中的隔離是在射頻與IF、LO與IF、IF與射頻，以及LO與射頻之間指定。隔離測量可計算一個連接埠，到另一個連接埠的洩漏功率。例如，若要測量LO到射頻的隔離，只須將一個訊號施加於LO連接埠，然後測量RF連接埠的輸入LO訊號所達到的功率。由於輸入訊號(尤其是LO)較高，足以導致系統效能下降，因此隔離至關重要。LO洩漏會透過干擾射頻放大器，或在天線連接埠輻射射頻能量，進而干擾輸入訊號。LO至IF輸出的洩漏會壓縮接收器陣列中其餘的IF單元，導致處理錯誤。射頻至IF的洩漏及IF至射頻的洩漏，表示電路平衡效能，這與轉換損耗有關。混頻器的平衡效能愈佳，轉換損耗就愈低，也具有較佳的轉換耗損均勻度，在理想情況下，隔離規格應盡可能提高，在最終的外型板設計上，具有屏蔽和良好的配置。

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在接收系統中，混頻器最有可能是整個系統中功率最高的裝置，因此，線性規格相當重要，可決定整個接收器的許多系統規格和傳輸能力。在標準或線性運作下，無論R功率如何，混頻器的轉換損耗均保持恆定，這表示以1dB的幅度增加輸入功率時，輸出功率也會增加1dB。在P1dB壓縮點，輸入功率會增加，以便輸出不隨著輸入功率呈現線性增加。這也是混頻器轉換損耗高出理想值1dB的原因。如圖1中的IP₃所示。在P1dB點或更高點運作混頻器，將使所需的IF或RF訊號失真，同時會增加頻譜中的雜散量，完整訊號鏈的1dB壓縮點，會影響系統的動態範圍。混頻器的一般P1dB規格，介於0～15dB間，P1dB愈高，效能愈高，系統動態範圍也相對愈佳。

圖1　P1dB與IP₃關係圖

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三階截取點(IP₃)與P1dB類似，也會影響系統效能。不良的三階互調效能與IP3有直接關聯，並且會增加實際運作條件下的雜訊位準。看似降低無線射頻接收器的靈敏度，並相對降低整個無線射頻通訊系統的效能，因此，IP3點愈高愈好。對於IP₃測量，可在RF輸入端施加兩個相同功率的輸入訊號F1和F2(假設這是降頻轉換過程)。對於IP₃計算，由於相當接近相關的IP輸出，因此在(2F2-F1)-Flo和(2F1-F2)-Flo會產生相關IMD₃，從中間頻率輸出中減去，即可得出公式8至9的計算結果。

.......公式8

...................公式9

三階截取點是從IMD₃獲得的理論值，因未達到實際的IP₃點。混頻器的輸出級在達到IP3之前已飽和，一般對於被動混頻器而言，高頻率訊號的IP₃，至少為P1dB點以上15dB，低頻率訊號的IP₃，至少為壓縮點以上0dB。

突波雜訊包含互調雜訊及諧波

圖2　降頻轉換程序產生的雜訊

混頻過程會產生輸入訊號的和與差的輸出乘積，以及大量額外的有害雜散訊號(圖2)。這些雜散訊號包括基本的混頻器輸入和輸出、其諧波雜訊(nRF、mLO或kIF)和互調雜訊、nRF±mLO(降頻轉換)和LO±mI(升頻轉換)。

這些互調雜訊是有害的混頻雜訊，且這些雜散響應是由於輸入訊號和LO的諧波混頻所引起。這些雜散訊號的位準取決於許多因素，訊號輸入位準、負載阻抗、溫度和頻率都會影響雜散訊號。諧波雜訊(nRF、mLO或kIF)隨著輸出訊號的功率呈等比增加，按照以下顯示功率增加的公式10至12，即可在數學上表示這些有害雜訊：

...................公式10

.......公式11

...................公式12

由於濾波相當複雜，而且受這些雜散響應所影響的頻率效能相當廣泛，因此非線性失真雜訊，會對寬頻系統產生相當大的影響。窄頻應用僅受通帶失真雜訊所影響，透過足夠的帶通濾波，可以有效減少大部分有害雜訊，不過，如前所述，IMD₃雜訊極為接近所需的訊號，因此不易過濾如此的訊號。

透過鏡像混頻器降低有害訊號影響

鏡像訊號也會影響一般混頻器的接收路徑和傳輸路徑。在RF輸入連接埠2IF，在降頻轉換過程中，與輸入訊號不相近的訊號會被直接轉換成與輸入訊號相同的IF。濾波和採用多個IF頻率級和鏡像抑制混頻器(IRM)等方法，可以大幅降低這種有害訊號的影響。可在混頻器輸出端達到更高鏡像抑制的進階混頻器設計，稱為SSB或I/Q調變器，德州儀器(TI)即採用高度整合式PLL/VCO I/Q調變器。

DC偏移可測量混頻器不平衡

輸出頻譜的另一個關鍵分量，是LO洩漏或DC偏移和載波抑制，隔離會影響混頻器的這項功能，DC偏移可用來測量混頻器不平衡的情況。此規格在I/Q調變器和解調變器中相當重要。由於I/Q調變器和解調變器本身就是兩個混頻器，因此受兩個內部混頻器間的增益差或偏移差影響，這些混頻器的部分不平衡。具體而言，採用這些調變器和解調變器的零IF系統，由於洩漏在訊號頻寬內，DC偏移(載波抑制)會降低效能。混頻器輸出端的DC偏移將位於LO頻率，根據DC偏移的不同，如果裝置內的不平衡達到一定程度，DC偏移將造成影響(公式13至14)。

...................公式13

...................公式14

LO驅動位準左右混波器效能

LO驅動位準是必須針對混頻器仔細考量的規格。系統LO的可用輸出功率可能限制設計中的混頻器選項；驅動位準不足，會導致整體混頻器效能降低。驅動位準過高，則會造成效能降低，同時使裝置損壞。相較於被動混頻器，主動混頻器所需的LO功率往往較少，且LO功率範圍具有更高的彈性，因此可完全發揮混頻器效能。

降低混頻器拓撲與元件

對於混頻器有基本了解之後，以下探討有助於提升系統效能、減少元件數、且降低整體系統成本的基本混頻器拓撲及元件。

混頻器分為被動混頻器和主動混頻器。被動混頻器採用二極體和被動裝置，進行混頻和濾波，被動混頻器具有較佳的線性，但轉換損耗或雜訊較高。另外，有單平衡混頻器和雙平衡混頻器，單平衡混頻器的隔離有限，而雙平衡混頻器在連接埠隔離與線性方面俱佳。

一般較為人熟悉是基本的肖特基(Schottky)二極體雙平衡混頻器。這種混頻器是效能最高的混頻器，需要輸入端有充分相符的低損耗平衡轉換器，和具有四橋配置的二極體。為提升隔離效果，在輸入訊號連接埠(非LO)分出輸出訊號。肖特基二極體的低Ron和高頻率效能，使這種混頻器成為理想的元件，但其中的不足之處就是需要高LO功率。

目前有許多主動混頻器選項，例如BJT和FET混頻器，以及可建立真正的倍頻器以提升隔離和偶次諧波的吉爾伯特單元拓撲(Gillbert Cell Topology)，吉爾伯特單元拓撲是目前最受歡迎的主動混頻器設計。雖然這些混頻器可提供極高的效能，但仍需要濾波和多個IF頻率級，從所需的輸出中消除鏡像，鏡像始終與所需的IF訊號保持2IF的距離，以便更加抑制低IF端的濾波。由於可調諧系統越來越複雜，因此濾波器必須跟隨LO才能維持效能，這種系統可能需要數個階段和濾波，才能徹底消除較高IF的鏡像。

採用影像抑制混頻器(IRM)時，毋須藉由濾波或多個IF頻率級，即可透過相位消除進行鏡像抑制。設計從正交IF混頻器開始進行。這種混頻器整合兩個雙平衡混頻器、一個90^o分流器和一個零度分流器。為達到IRM的功能，只需要在IF連接埠後面加入一個90^o混合電路，將鏡像和實際訊號分隔，使鏡像輸出終止或用於進一步處理(圖3)。如上所述，這種設計內部的兩個混頻器可能不相符，因為在所需的IF輸出連接埠出現降頻轉換鏡像。鏡像抑制是所需IF與同一連接埠輸出端的鏡像兩者的比率，為提高IRM的效能，良好的抑制比是關鍵的設計參數。