隔離/遮蔽/線性度多管齊下　GPS手機干擾源無所遁形

在日本和韓國方面，所有的電信業者皆已經提供輔助全球定位系統(AGPS)的服務。日本的KDDI (基於CDMA2000系統)已經提供至少一百三十種LBS服務項目。韓國的SKTelecom則提供了超過三十五項LBS服務。在台灣方面，中華電信已經提供AGPS的服務，在LBS方面藉由和傳星科技(GPSStar)的合作來提供地圖和導航的服務(也就是emome行動導遊)。雖然GPS接收機結合手機的市場具有美好的前景，但這項技術在過去始終存在著一些技術瓶頸待克服。

圖1　主要的電信業者在E-911和LBS的部署情形

高通(Qualcomm)目前主導了GPS接收機和手機晶片整合的專利和技術規格，同時高通也運用其在手機平台的影響力試圖提高其GPS解決方案的市占率。德州儀器(TI)和博通(Broadcom)也分別提出自己的GPS解決方案搭配自家的手機平台，試圖在這一塊大餅上面分一杯羹。  

選擇正確濾波器為對抗干擾的基礎  

不管是哪一家供應商所提供的GPS整合方案，都必須克服訊號接收干擾的問題。不同型式的干擾訊號會對GPS接收機造成不同的影響，且必須透過不同形式的濾波器來化解。一般來說GPS接收機整合到系統設計時，會搭配表面聲波濾波器(SAW Filter)、鏡頻抑制濾波器(Image Rejection Filter, IR Filter)、中頻或基頻類比濾波器、基頻數位濾波器、匹配濾波器(Matched Filter)、位置濾波器(Position Filter)等不同型式的濾波器。  

SAW濾波器通常配置在射頻前級，以提供適當的外頻抑制；中頻或基頻類比濾波器則決定雜訊的頻寬，通常此濾波器的頻寬約為2.2M～2.5MHz；位置濾波器的功能則通常由卡爾曼濾波器(Kalman Filter)來執行，此濾波器主要是做輸出位置平坦化的動作並不會對干擾訊號進行任何的抑制；匹配濾波器(Matched Filter)則是GPS接收機C/N值估算的終點。  

鏡頻濾波器使用與否由GPS接收機的架構決定。當接收機架構為低中頻(Very Low IF, VLIF)時，系統整合團隊便必須使用鏡頻濾波器來抑制中頻對鏡頻頻段所造成的干擾，通常若中頻的頻率為4.092 MHz時，鏡頻的頻率為1,567.2MHz。目前低中頻GPS接收機都是採用多相正交混波器(Polyphase Mixer)來提供20～30dB的鏡頻抑制能力，若系統設計團隊選用零中頻(Zero IF)GPS接收機，就不須要使用鏡頻濾波器。另一種不是每個接收機都會配置的濾波器是基頻數位濾波器。這種濾波器利用數位訊號處理技術實現一個更陡峭的基頻濾波器，以提供更好的外頻雜訊抑制能力。  

外頻/同頻干擾抑制考量大不同  

任何干擾減輕或抑制技術都會造成正面和負面的影響，因此不同解決方案會有不同的考量重點。外頻干擾主要是透過射頻(RF)前級濾波器和提高元件的線性度來抑制干擾，至於同頻干擾則無法透過任何方法來抑制，唯一的辦法就是透過基頻數位訊號處理來偵測並降低干擾對GPS整體性能的影響。要降低手機系統對GPS接收機整體性能的影響可以透過增加天線隔離、強化訊號遮蔽以及提升元件線性度這三大方式達成，但各自有其應用上的限制，例如增加天線隔離會對產品尺寸外觀等工業設計造成影響；強化訊號遮蔽雖可有效解決高功率外頻干擾問題，但必須付出值降低的代價；增加元件的線性度可避免因為高功率的外頻干擾訊號導致元件落入非線性操作區而產生無法預期的干擾，但線性度較高的元件會消耗較大的電流，同時其設計的複雜度也會提升。本文後段將深入分析這三大方法的優劣。  

除了前述三大方法之外，設計團隊還可以透過增加濾波器階數、提升鏡頻抑制濾波器抑制能力，以及採用前相關(Pre-correlation)和後相關(Post-correlation)技術等方法來達成。  

增加射頻前級濾波器的階數可以有效的降低外頻干擾訊號，但是會增加系統的雜訊指數(Noise Figure, NF)和硬體成本，且會占用較大的印刷電路板(PCB)面積。圖2所示為應用在GPS接收機的SAW濾波器的轉移函數(Transfer Function)。從圖中可以發現一個SAW濾波器在DCS頻段的抑制的能力大約為30dB，兩個串接的SAW濾波器在數位蜂巢系統(DCS)頻段大概可以提供60dB的抑制能力。另外一點必須注意的是SAW濾波器因為元件的物理特性使其帶通(Band Pass)頻寬將近50MHz，因此在GPS中心頻率25MHz的頻帶內的干擾訊號無法透過外加SAW濾波器的方式來提供干擾抑制，此時唯一可以提供干擾抑制的就只有中頻/基頻類比和數位濾波器。因為元件的物理特性，通常較大的外頻抑制的SAW濾波器也會具有較大的衰減(IL)，而IL會直接影響到系統的雜訊指數。

資料來源：Epcos B7839 圖2　SAW濾波器的轉移函數

若系統設計所採用的GPS接收機為VLIF架構時，在鏡頻使用鏡頻濾波器可提供額外的抑制。落在鏡頻的干擾訊號無法藉由射頻SAW濾波器和中頻類比濾波器來提供干擾抑制，藉由提升鏡頻濾波器的抑制能力可以放寬主機板硬體設計的限制。將接收機的架構改為ZIF也是一種改善方法之一。  

前相關與後相關技術則可抑制射頻干擾(RFI)。前相關技術利用天線、自動增益控制(AGC)和類比數位轉換器(ADC)來偵測和抑制RFI，此項偵測和抑制的動作是發生在相關運算之前所以又稱為前相關技術；後相關技術則是利用數位訊號處理的技術來抑制同頻干擾。同頻干擾訊號無法透過任何射頻和類比基頻的濾波抑制，唯一的辦法是透過數位訊號處理技術來抑制或偵測同頻干擾訊號，降低對GPS接收機整體性能的影響。由於偵測技術是發生在接收機的相關運算之後所以又稱為後相關技術。  

良好的天線隔離為正本清源之道  

天線隔離主要是和GPS天線和手機發射天線的距離以及GPS天線在手機發射頻率的選擇性有關。天線具有頻率選擇性，因此GPS天線本身會對手機頻段造成頻率選擇而產生20～30dB的衰減(圖3)，此衰減值也會和GPS天線和手機天線之間的距離有關。根據實際量測的結果顯示，在數位蜂巢系統頻段天線隔離的效果會比在全球行動通訊系統(GSM)頻段要差(假設同樣的距離間隔)。為了降低對GPS接收機的影響，在設計時會將GPS天線的位置盡可能的遠離手機天線的位置，利用空間所產生的隔離效果進一步的將影響降至最低。

圖3　手機天線和GPS天線間的隔離

隨著產品外型逐漸朝向輕薄短小的方向設計，要增加GPS和手機天線的距離是件很困難的事。GPS和手機間天線的隔離會影響到射頻前級SAW濾波器的性能需求，越好的天線隔離效果就可以選用較寬鬆的SAW濾波器規格，越差的隔離效果就必須使用較大的外頻抑制的SAW濾波器。通常具有較大外頻抑制的SAW濾波器會具有較大的衰減，進而增加系統的雜訊指數。  

不同產品對GPS天線會有不同的設計要求。對雙向個人導航設備(PND)來說，通常空間的限制比較寬鬆，因此可採用右旋極化(Right Hand Circularized Polarization, RHCP)陶瓷貼片天線(Ceramic Patch Antenna)。在手機應用上，由於空間限制較為嚴苛，通常會採用線性極化天線。一般而言在戶外良好收訊區時，RHCP的貼片天線通常具有較佳的增益，在戶外直線傳輸的應用中RHCP貼片天線比起線性極化天線可以額外得到3dB的增益。但是在室內或高樓林立的都市峽谷(Urban Canyon)環境中，GPS衛星訊號會經歷漫射(Scattering)、多重反射(Multi-reflection)而導致原來右旋極化的GPS訊號被去極化(Depolarization)，因此線性極化天線在這些環境中的增益和RHCP貼片天線是幾乎相同的。這也就是大部分內建GPS接收機的手機基於空間的考量大多採用線性極化天線，以導航為主的PND則採用貼片天線的原因。根據筆者的經驗在手機上天線隔離大約可以提供10～20dB衰減，在PND則可提供15～35dB衰減。  

雖然增加天線隔離在實際進行產品設計時多半不可行，但由於可同時減輕外頻和同頻的干擾，因此筆者仍建議在沒有嚴格的工業設計限制下，儘可能以實現最好的天線隔離效果為設計目標。  

訊號遮蔽有助TDMA系統克服接收干擾  

GPS接收機和手機共存時(Simultaneous GPS, S-GPS)時會遭受到很強的外頻干擾訊號，這些干擾訊號雖然是落在GPS的頻道之外但是功率位準可以高達150dB而產生問題。這些高功率的外頻干擾訊號會考驗GPS接收機射頻元件的線性度，當超過元件的線性度時便會產生非線性的行為，例如飽和(Saturation)、壓縮(Compression)和互調變(Inter-modulation)而影響到GPS接收機的整體性能。  

設計團隊可採用訊號遮蔽(Blanking)的方式來降低手機發射機對GPS接收機的干擾，但這種作法只適用於分時多重存取(TDMA)系統，在CDMA2000和寬頻分碼多重存取(WCDMA)則不適用。訊號遮蔽是指當外頻干擾訊號的功率位準可能超過GPS接收機射頻元件線性度時，逕行關閉GPS訊號接收的手法。  

當手機處於叢發開啟(ON Burst)狀態時，由手機子系統告知GPS接收機，使其暫停訊號接收(關閉部分子系統)，等到手機回復至叢發關閉(OFF Burst)狀態時，再由手機子系統告知GPS接收機恢復GPS訊號接收(打開所有子系統)。利用訊號遮蔽的方式可以有效的解決手機對GPS接收機的干擾並放寬元件線性度的要求，但是訊號遮蔽會造成GPS接收機在相同的同相積分時間長度內，有效GPS資料變短而導致值的降低。值的降低一般在中高訊號強度的環境中並不會造成太大的影響，唯一的影響會發生在當GPS接收機是操作在追蹤靈敏度的附近時。圖4為遮蔽和TDMA系統的關係。

圖4　遮蔽和GSM ON/OFF叢發的對應關係

底下將針對GSM、整體封包無線電服務(GPRS)和增強數據率GSM演進(EDGE)系統進行訊號遮蔽對值的影響進行計算：  

在GSM系統中，上鏈叢發(Uplink Burst)在一個訊框內只會有一個，亦即工作周期為12.5%，

在GPRS系統中，一個訊框內最大可允許的上鏈叢發數為4，在實際網路環境中最大可允許的上鏈叢發數為2，因此工作週期為25%。表1為GPRS多重時槽(Multi-slot)分類表。其對值的影響為：

表1　GPRS多重時槽分類表
時槽分類	最大時槽數量			系統容量(kbit/s)		網路類型
	下行	上行	總數	下行	上行
1	1	1	2	14.4	14.4	GSM,GPRS
2	2	1	3	28.8	14.4	GPRS
3	2	2	3	28.8	28.8	GPRS
4	3	1	4	43.2	14.4	GPRS
5	2	2	4	28.8	28.8	GPRS
6	3	2	4	43.2	28.8	GPRS
7	3	3	4	43.2	43.2	GPRS
8	4	1	5	57.6	14.4	GPRS
9	3	2	5	43.2	28.8	GPRS
10	4	2	5	57.6	28.8	GPRS
11	4	3	5	57.6	43.2	GPRS
12	4	4	5	57.6	57.6	GPRS

在EDGE系統中，一個訊框內最大可允許的上鏈叢發數為8，在實際網路環境中最大可允許的上鏈叢發數為3，因此工作周期為37.5%。其對值的影響為：

圖5　訊號遮蔽的狀態機圖

所謂的訊號遮蔽可以分為兩部分來探討。在射頻部分，當射頻晶片接收到遮蔽訊號時，會將低雜訊放大器(LNA)關閉(通常是內部LNA)，藉此完全遮蔽GPS訊號路徑。在訊號遮蔽之外的時間，這種作法不會對GPS接收機產生任何的影響。關閉LNA可提供約80dB的衰減。在基頻的部分，當接收到遮蔽訊號時GPS碼相位的追蹤迴路(Tracking Loop)會被凍結(Freeze)，因此當訊號遮蔽結束時，追蹤迴路不須對碼相位進行重新對位。如果沒有將碼相位追蹤迴路凍結，則每次遮蔽都會造成GPS接收機進入重新擷取(Reacquisiton)狀態，並導致GPS接收機因為頻繁的訊號遮蔽而無法重新擷取衛星訊號。圖5為訊號遮蔽的狀態機圖。  

由於GPS訊號的展頻和重複特性，即使跨過幾次訊號遮蔽區間的長時間訊號累積也是可行的。只要本地振盪器的輸出頻率在訊號遮蔽區間保持不變，則GPS訊號在訊號遮蔽之前和之後的同相性(Coherence)仍可維持，因此並不會影響到同相積分器(Coherence Integrator)的運作。因此使用訊號遮蔽除了會降低GPS訊號有效的同相累積時間之外，並不會對GPS接收機產生任何的影響。在實務上，手機可以透過一個稱為Blanking接腳的專用腳位來告知GPS接收機進入訊號遮蔽的狀態(圖6)，或利用軟體方式透過告知GPS接收機進入訊號遮蔽狀態(圖7)。前者適合於手機和GPS接收機是屬於不同的晶片，後者較適合於單晶片的解決方案。通常Blanking接腳可以連到手機的PA_ON控制接腳。

圖6　利用硬體接腳來實現訊號遮蔽

圖7　利用軟體來實現訊號遮蔽

圖8　判斷是否應實作訊號遮蔽功能的流程圖

利用訊號的遮蔽可以放寬GPS射頻晶片的設計要求、簡化射頻前級的拓撲和降低手機功率放大器(Power Amplifier, PA)在外頻輻射的限制，但是會導致GPS接收機值隨著TDMA上鏈叢發的工作周期增加而快速的降低。另外，手機的PA對外頻輻射的要求不是很高因此會導致寬頻雜訊落入GPS的頻帶內。GSM/GPRS系統所採用的調變機制為GMSK，GMSK是屬於固定封絡(Constant Envelope)的調變，比起EDGE所使用的8PSK的調變，產生較高外頻輻射的機率較低。因此當EDGE系統操作在8PSK時，在GPS接收機採用訊號的遮蔽有其必要性。  

此外，寬頻雜訊無法透過任何射頻、類比和數位訊號處理的技術來抑制，由PA所產生的寬頻雜訊會提升雜訊層導致值的降低。因PA所產生的寬頻雜訊比起因訊號遮蔽所造成的值的降低要大時，訊號遮蔽仍有其功效。如果元件的動態範圍可以忍受高功率的TDMA叢發，且因為PA打開所產生的雜訊層上升幅度低於因訊號遮蔽所導致的值降低時，系統就不須實作訊號遮蔽功能。讀者可利用圖8所示的流程圖來決定是否應在系統中實作訊號遮蔽功能。  

成本/耗電vs.接收性能　元件線性度的兩難抉擇  

對LNA線性度進行衡量，通常是以1dB的壓縮點(P1dB)或三階諧波的攔截點(IIP3)作為標準。通常提高元件的線性度是指提供第一級LNA的線性度，亦即IIP3或P1dB的值。提高LNA的線性度會導致LNA消耗較大的電流、增加元件設計的複雜度和產生較高的雜訊指數。以筆者的經驗顯示，只要LNA的P1dB可以高過-5dBm就可以滿足最惡劣的無線電組態(Radio Configuration, RC)，也就是發射頻率為1,712.2MHz和功率為33dBm(DCS頻段可以允許最高30dB，也就是33dBm的發射功率)。  

標準GPS接收機射頻前級的架構通常為LNA加上SAW，亦即訊號先經過LNA放大之後再經由SAW濾波器濾掉GPS外頻的雜訊。當GPS接收機和手機整合時，通常GPS接收機會在射頻前級串接兩級SAW濾波器對來提高對手機TDMA叢發的抑制效果。如果內建LNA的線性度不高時，還須要利用外加的LNA來提升線性度(圖9)。外部LNA的線性度的要求為IIP3必須高過5dBm，且雜訊指數必須低於1.0dB。

圖9　傳統的GPS接收機RF前級的拓撲

LNA為寬頻元件，除了放大GPS頻段的訊號之外也會放大外頻的訊號，所以在外部LNA之後必須接上一級SAW濾波器以提供適當的外頻抑制的能力。這種拓撲就是所謂的SAW-ext. LNA-SAW-int. LNA架構。訊號先經由一個SAW濾波器將高功率的手機載波降至可接受的準位之後再經過LNA的處理，以避免LNA被高功率的手機載波所飽和，並導致元件操作在非線性區。在外部LNA之後在串接一級SAW濾波器以提供更高的外頻抑制的能力，以避免高功率的TDMA叢發訊號將內部LNA飽和。此種架構會導致GPS的靈敏度降低，這主要是因為SAW濾波器本身會有IL，一般為0.5～1dB。微弱的GPS訊號在未經LNA放大之前就被LNA衰減而導致系統雜訊指數的增加，降低GPS接收機的靈敏度。這種架構的另一缺點就是占用較大的PCB面積和增加系統的電子零件物料清單(eBOM)。在此種架構之下系統的雜訊指數主要是受到外部LNA的雜訊指數、增益和SAW濾波器的IL所影響。一般外部LNA的製程都是採用異質接面雙極電晶體(HBT)或雙極電晶體(BiPolar)等架構，並使用鎵化砷(GaAs)材料。由於鎵化砷材料先天上比互補式金屬氧化物半導體(CMOS)具備更優異的雜訊特性，因此這些元件通常雜訊指數較低(可低於1dB)。這也是目前仍有眾多PA供應商對鎵化砷製程情有獨鍾的原因。  

提高元件的線性度可簡化射頻前級的拓撲，並節省一顆SAW和外部LNA的成本。藉由在GPS射頻晶片內建兩級LNA來省略外部LNA的需求(圖10)。此種架構的缺點在於系統雜訊指數往往較高。通常CMOS製程的LNA本身的雜訊指數會高於用GaAs或HBT製程的外部LNA大約1～1.5dB。

圖10　提高元件的線性度降低RF前級拓撲的複雜度

當天線距離射頻晶片較遠時，為了達到最佳的系統性能，即使內建的LNA具有良好的線性度，筆者還是建議外接一顆LNA來降低天線和射頻晶片間的線路損失(Line Loss)。  

三大方法互相搭配讓接收效能再提升  

本文除了介紹各種濾波器可如何運用以達成降低GPS接收干擾的目標之外，亦介紹了三大對抗干擾的可行方法。但每一種方法皆有其應用限制，無法一體適用到所有應用設計中；要克服手機訊號對GPS接收功能的干擾也不能只靠其中一種方法，而是必須視產品的設計限制妥善作出取捨與搭配。因此，認清產品的設計目標，將是設計出最佳GPS手機的第一步。  

參考資料

‧Phillip W. Ward, Receiver Techniques for Detecting and Characterizing RFI, in GPS World, Jun 2008. ‧Steve Rounds, Jamming Protection of GPS Receivers: Part I: Receiver Enhancements, in GPS World, Jan 1, 2004. ‧Steve Rounds, Jamming Protection of GPS Receivers: Part II: Antenna Enhancements, in GPS World Vol. 15, No. 2, Feb 2004, pp. 38-45. ‧Felix Butsch, Radiofrequency Interference and GPS: A Growing Concern, in GPS World, Vol. 13, No. 10, Oct 2002, pp. 40-50.