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高瓦數設計挑戰有解　數位放大器打開應用新天地

2009-02-03

Kevin Belnap/Yong-Gwn Kim

自從數位放大器技術問世以來，至今已有長足的進展。數位放大器技術的進步，主要出現在各通道的功率級在功率輸出上的表現。相較於第一代的功率級，現今可用的功率至少增加十倍，達各通道10～315瓦。然而，功率級爆發性的成長也帶來了不少設計上的挑戰。

最新的300瓦功率級能夠處理相當大量的電流，如本文所採用的範例方案TAS5261，其最大關機電流便可達17安培。高功率放大器絕大部分的設計挑戰都與高電流量有關，音訊路徑中的每一個元件都必須考量到這點。此外，由於H橋所需的電壓為50伏特，因此元件也必須能安全地在此電壓下運作；在進行印刷電路板(PCB)設計時，亦須考量到訊號線寬度及電磁波干擾(EMI)。

長時間大功率輸出對SMPS散熱帶來挑戰

一般而言，可達到各通道300瓦的立體聲或多重頻道產品需要能夠持續達到600瓦，才能符合美國聯邦貿易委員會(FTC)目前的規定。根據FTC的規定，左右聲道必須持續5分鐘發揮全功率，廠商才能聲稱此功率為額定功率。切換式電源供應器(SMPS)是數位放大器目前最普遍使用的電源技術，因此在這個設計案例中，SMPS必須至少能提供5分鐘的600瓦功率級。從散熱的角度而言，在實際設計時，最好採用能持續達到此一功率輸出的SMPS，如推挽式、半橋式或全橋式SMPS。

圖1　SMPS變壓器磁性的B-H遲滯曲線。陰影區為返馳式拓撲所採用的曲線。

至於低功率SMPS設計(低於200瓦)，最常採用返馳式拓撲。在返馳式SMPS中，僅使用一部分的變壓器磁性B-H曲線(圖1)，另外，返馳式SMPS的構造較為簡易，成本也較為低廉。

由於高功率SMPS的高電流會在SMPS變壓器中造成極高的磁通量，因此使用整個B-H遲滯迴路曲線可降低磁性核心的耗損。推挽式或半橋式拓撲可增加SMPS的功率，但複雜度及成本也隨之增加。

為了承受高功率及高電流，SMPS中使用的元件如變壓器等也必須更換。對220伏特交流電輸入，600瓦SMPS的峰值電流可達到15安培。對於110伏特交流電設計(90～136伏特交流電輸入)，則建議在濾波器後使用倍壓器或功率因素修正(PFC)。因為若採用90～136伏特交流電輸入，SMPS的輸出功率若要達600瓦，勢必將輸入更大的電流。在這類SMPS中，應密切監視的元件包括主要輸入交流轉直流整流器電容，以及輔助直流電漣波電壓消除電容。另外，輸入EMI線路濾波器也必須能承受增加的功率負載。

電感元件須具備良好溫度範圍

針對高漣波電流進行設計則有另外的考量。如圖2所示的電路，在H橋電壓(PVDD)為50伏特、使用10μH電感且切換頻率為384kHz的情況下，使用本文範例方案的系統所出現的漣波電流可達到1.6安培。這表示輸出LC濾波器及PVDD電容中的電感及電容必須能夠處理負載電流及此漣波電流。濾波器電感中出現高電流，表示電感必須有相當低的直流電阻(建議低於25毫歐姆)，否則元件溫度的上升將非常可觀。然而，即使電阻相當低，濾波器電感仍會出現I²R耗損，因此電感必須能承受難以避免的溫度上升情況，尤其核心材料更是如此。

圖2　本文範例參考設計的PVDD電容及輸出LC濾波器等元件

PCB設計小心翼翼　EMI議題有解

高電流放大器及SMPS的PCB訊號線必須有最小的電阻，才能夠將I²R耗損降至最低。一般而言，這表示應該使用2盎司的銅，並使訊號線盡可能寬。圖3為本文範例方案搭配的PCB訊號線參考設計。為了將EMI及音訊效能的問題降至最低，採用本方案的設計人員應盡可能按照其中的配置來進行設計，特別是在功率級的高電壓/高功率端，最好不要進行任何更動。