一般為求大電流輸出及高效率的狀況下，皆採用同步整流方式。本文將先討論傳統Forward之動作原理及先天性缺點，再進一步探討使用另一種第三線圈方式以補其缺失...
一般為求大電流輸出及高效率的狀況下，皆採用同步整流方式。本文將先討論傳統Forward之動作原理及先天性缺點，再進一步探討使用另一種第三線圈方式以補其缺失。
本電路為美國專利局認證通過，作者希望能以此文帶給業界一種另類思考。若欲與作者進一步交流，歡迎寫信至文末所附的電子信箱。
所謂同步整流即是，將二次側之二極體D1、D2(圖1)以場效電晶體Q2、Q3(圖2)取代。理由是場效電晶體導通壓降比二極體低。簡單的動作原理是，當 Q1 Turn on(圖2)，則因變壓器一次側Dot(。)點為正電位，而在二次側Dot點亦感應到正電位，進而使Q3 Turn on，此時Q2 Turn off狀態。所以二次側電流由Dot點流出經由L1、R1、Q3回到變壓器(圖3)。
當Q1 Turn off，因變壓器之感量與Ｃ２和Ｑ１之CDS等產生自然諧振，在一次側T1非Dot端產生大於Vin的電壓，故在二次側非Dot端亦產生正電位，此時Q2 Turn on、Q3 Turn off，儲存在L1能量上之電流經由R1、Q2回到L1(圖4)。
圖1所示之二極體架構，因轉換效率較差，故採用圖2自激式同步整流方式，但因無其它外加控制電路，所以仍有同樣的問題：
‧因一次側自然諧振，故VDS1電壓偏高(如圖5 Turn off期間所示)，此電壓亦反應至二次側，故在元件選擇時須選用較高額定值。
‧容易因為重置時間過短，而產生Dead Time(如圖5所示)，此時間將造成效率變差。
‧工作週期將限制在0.5以內，如此將造成變壓器利用率變得較低。工作週期過大又易造成系統不穩定。
VIN：36～75 VDC，VOUT：3.3 VDC
IOUT：25 ADC，Pout = 82.5W
TS：3 uS
VGS1：10 VDC
匝比N1：N2 = 12：2
Ta：25℃環境溫度
Tj：50℃預估到達溫度
75VIN → TON = 0.264 * 3 = 0.792US
→ Toff=0.736 * 3 = 2.208US
→ IDS1(RMS) = 2.14 A
Q1：PSMN130-200D * 1 pcs
RDS-ON = 120 mΩ/10V
COSS = 207pf、CRSS = 90pf
Qg = 65nC
Q2、Q3：TPC 8009-H → 2*2 pcs
RDS-ON = 8 mΩ/10V or 11 mΩ/4.5V
COSS = 600pf、CRSS = 250pf
Qg = 29nC
N：MosFet並聯數
本文所要說明的例子，輸入電壓為36V～75V、輸出電壓為3.3V，所以由圖5所知，當輸入電壓為75伏特時，VDS1電壓超過150V、VGS2波形亦不方正(MosFet之良好驅動電壓波形為方波)，故在VDS1電壓有過高問題，而Q2有驅動不良及Dead Time產生期間，二次側負載電流經由Q2之Body Diode回到L1電感器上。電流在通過Body Diode時，損失增加，效率變差為主因之一，其Power Loss約為((IOUT / N) * VF (Body Diode) * TDead-Time / Ts) * N= ((25 A /2) * 0.75V * 0.8 us / 3 us) * 2 = 5 W。
為解決上述之問題，發展另一外加電路(圖6所示)，以框正高壓輸入所引發之Dead Time所造成損失及VDS1電壓Stress問題，進而可使Duty大於0.5時亦穩定操作。
由圖6可知，T1是變壓器額外繞出另一組線圈，而圖7是用軟體模擬出各點波型。而變壓器一次側線圈之儲能幾近釋放能，所以可以很容易計算出VDS1電壓值約為VIN * (1 + TON / TOFF) = 75 * (1 + 0.792 / 2.208) = 101.902V。二次側Q2 VGS2約為VIN * (N2 / N1) * (TON / TOFF) = 4.483V。VDS1和VGS2 計算值與圖7來的電壓相近。
在變壓器應用中，ON期間，磁束會增加，在變壓器會儲存激磁能量，而在OFF期間，須將激磁能量釋放，使之回復至殘餘磁束，才不至於引發變壓器飽和，而第三線圈重置電路將激磁能量導引至負載端之其中一個應用，進而達到符合伏秒平衡定理。
Q1 Turn off Mode，此時Q4 Turn on狀態，圖8表示變壓器之激磁能量經由耦合方式傳送至第三線圈並儲存在C3及L2元件。Q1 Turn on Mode，圖9表示L2激磁能量經由D4釋放至負載端R1，原本是損失能量能夠充分回收利用。
圖10及圖11皆在75V輸入下之實測波型。Ch1：VDS1，Ch2：VGS3，Ch3：VGS2，Ch4：VGS1
以下為第三線圈重置電路之各損失點近似計算方式。
PD1 = PSW1 + PGATE1 + PDS1
PSW1 = 0.5 * (COSS+CRSS) * VDS12 * Fs
PGATE1 = VGS1 * Qg * FS
PDS1 = IDS12 (rms) * RDS1(on) * (1 + (Tj - Ta) * δ)
PD1：Q1全部損失
PSW1：Q1切換損失
PGATE1：Q1驅動損失
PDS1：Q1傳導損失
δ：溫度係數0.005/℃
PSW1 = 0.5 * 297pf * 101.92 * 333 KHz = 0.513W
PGATE1 = 10 * 65nC * 333 KHz = 0.216W
PDS1 = 2.142 * 120mΩ * (1+ (50 - 25) * 0.005) = 0.644W
PD1 = 0.644+ 0.216 + 0.173 = 1.033W
一次側銅損PC1：100mΩ * IDS12(rms)
二次側銅損PC2：2.5 mΩ * IOUT2
鐵心損失PE1：0.8W
PT1 = PC1 + P C2 + PE1 = 2.82W
PD2 = PSW2 + PGATE2 + PDS2
PSW2 = 0.5 * (COSS+CRSS) * VGS32 * FS * N
PGATE2 = VGS2 * Qg * FS * N
PDS2 = IOUT 2*(RDS2-ON / N)*(1+ (Tj - Ta) *δ) * DOFF
N：MosFet 並聯數
PSW2 = 0.5 * (600pf+250pf) * 12.52 * 333 KHz * 2 = 0.044W
PGATE2 = 4.4832 * 29nC * 333 KHz * 2 = 0.194W
PDS2 = 252 * (11mΩ/2) * (1 + 0.125) * 0.736 = 2.85W
PD2 = 0.044 + 0.194 + 2.85 = 3.088W
PD3 = PSW3 + PGATE3 + PDS3
PSW3 = 0.5 * (COSS + CRSS) * VGS22 * FS * N
PGATE3 = VGS3 * Qg * FS * N
PDS3 = IOUT2*( RDS3-ON / N) * (1+ (Tj - Ta) *δ)*DON
PSW3 = 0.5 * 850pf * 4.4832 * 333 KHz * 2 = 0.00565W
PGATE3 = 12.5 * 65nC * 333 KHz * 2 = 0.27W
PDS3 = 252 * ( 8mΩ/ 2 ) * (1+0.125) * 0.264 = 0.7425W
PD3 =0.00565 + 0.27 + 0.7425 = 1.01815W
鐵心損失PE2：0.5W
銅損PC3：2 mΩ * IOUT2
PL1 = PE2 + PC3 = 1.75W
其它損失
POther：0.5W
PTotal-Loss=PD1 + PT1 + PD2 + PD3 + PL1 + POther = 10.2W
效率= POUT/(POUT + PTotal-Loss) = 88.98%
其計算之效率值幾近圖13所示之實測結果。
由圖12與圖13得知，此應用電路的好處是在Dead Time產生時能發揮最佳效能。在36V輸入電壓時，無Dead Time產生，故一般同步整流優於第三線圈重置方式，但最後，25A輸出時，結果是相近的。另外，當電路零件數愈多，其損耗亦增加，所以電路發展之複雜度，將決定產品整體效能。而此一架構應用在大電流、大瓦數輸出時愈能表現其高效能之優點，此一電路提供各位先進參考更希望能帶給各位不一樣的想法。